Nyikolaj Szuhov nagy hűségű Umzch. UMZCH VV mikrokontrolleres vezérlőrendszerrel
Olvassa el is
UMZCH VVS-2011 végső verzió
Az erősítő műszaki adatai:
Nagy teljesítmény: 150W/8ohm
Nagy linearitás: 0,0002 - 0,0003% (20 kHz-en 100 W / 4 ohm)
Szolgáltatási csomópontok teljes készlete:
Tartsa nulla egyenfeszültséget
AC vezeték ellenállás kompenzátor
áramvédelem
Kimeneti egyenfeszültség védelem
Sima kezdés
Bekötési rajz
A nyomtatott áramköri lapok elrendezését számos népszerű LepekhinV projekt résztvevője (Vladimir Lepekhin) végezte. Nagyon jól sikerült).
VVS-2011 erősítőkártya
Indítóvédő berendezés
VVS-2011 erősítő AC védőtábla
Fizetés ULF erősítő A VVS-2011-et alagútfújásra tervezték (a radiátorral párhuzamosan). Az UN (feszültségerősítő) és a VK (kimeneti fokozat) tranzisztorok telepítése kissé nehézkes, mert. a beszerelést/leszerelést csavarhúzóval kell elvégezni a NYÁK-ban lévő kb. 6 mm átmérőjű furatokon keresztül. Nyitott hozzáférés esetén a tranzisztorok vetülete nem esik a PP alá, sokkal kényelmesebb. Muszáj volt kicsit módosítanom a táblán.
erősítő kártya
A VVS-2011 erősítő kapcsolási rajza
Az új szoftverben egy pontot nem vettek figyelembe - ez az erősítőkártyán történő védelem beállításának kényelme.
C25 \u003d 0,1 nF, R42 * \u003d 820 Ohm és R41 = 1 kOhm. Minden smd elem a forrasztási oldalon található, ami beállításkor nem túl kényelmes, mert. többször le kell csavarni és rögzíteni a rack-en és a tranzisztorokon lévő PCB csavarjait a radiátorokhoz.
Ajánlat: R42 * 820 Ohm két párhuzamosan elhelyezett smd ellenállásból áll, innen a javaslat: az egyik smd ellenállást azonnal forrasztjuk, a másik kimeneti ellenállást tetővel VT10-re forrasztjuk, az egyik vezetéket az alaphoz, a másikat az emitterhez. válassza ki a megfelelőt. Felvettük, a kimenetet smd-re változtatjuk, az érthetőség kedvéért.
Viktor Zsukovszkij, Krasznoarmejszk, Donyeck régió
Az UMZCH BB-2010 a jól ismert UMZCH BB (high fidelity) erősítők sorozatának új fejlesztése [1; 2; 5]. Számos technikai megoldást Ageev SI munkája befolyásolt. .
Az erősítő 0,001% nagyságrendű Kr-t biztosít 20 kHz-es frekvencián, Рout = 150 W 8 ohmos terhelés mellett, kis jelsávszélességet -3 dB - 0 Hz ... 800 kHz szinten, kimenetet feszültségváltozási sebesség -100 V / μs, jel-zaj arány és jel/háttér -120 dB.
A könnyű üzemmódban működő op amp használatának köszönhetően, valamint a csak OK és OB fokozatok használata miatt a feszültségerősítőben, amelyet mély lokális OOS fed, az UMZCH BB erősen lineáris még az általános OOS lefedése előtt is. A legelső, 1985-ös high-fidelity erősítőben olyan megoldásokat alkalmaztak, amelyeket addig csak a méréstechnikában alkalmaztak: egyenáram egy külön szervizcsomópontot támogat, hogy csökkentse a közös negatív visszacsatolásos átmeneti ellenállás által lefedett interfész torzítás szintjét kapcsolattartó csoport AC kapcsolórelé, és egy speciális egység hatékonyan kompenzálja az AC kábel ellenállásának hatását ezekre a torzításokra. A hagyomány az UMZCH BB-2010-ben megmaradt, azonban az általános környezetvédelem kiterjed a kimeneti aluláteresztő szűrő ellenállására is.
A többi UMZCH, mind a professzionális, mind az amatőr konstrukció túlnyomó többségében ezek közül a megoldások közül sok még mindig hiányzik. Ugyanakkor az UMZCH BB magas műszaki jellemzői és audiofil előnyei egyszerű áramköri megoldásokkal és minimális aktív elemekkel érhetők el. Valójában ez egy viszonylag egyszerű erősítő: egy csatorna lassan pár nap alatt összeállítható, és a beállítás csak a kimeneti tranzisztorok szükséges nyugalmi áramának beállításából áll. Kifejezetten a kezdő rádióamatőrök számára fejlesztették ki a csomópontonkénti, lépcsőzetes teljesítmény-ellenőrzési és beállítási módszert, amellyel garantálható az esetleges hibák helyének lokalizálása és megelőzése. lehetséges következményei még az UMZCH teljes összeszerelése előtt. Az ezzel vagy hasonló erősítőkkel kapcsolatos összes lehetséges kérdésre részletes magyarázatok találhatók, mind papíron, mind az interneten.
Az erősítő bemenetén 1,6 Hz vágási frekvenciájú R1C1 felüláteresztő szűrő található, 1. ábra. De az üzemmód-stabilizáló eszköz hatékonysága lehetővé teszi, hogy az erősítő akár 400 mV egyenfeszültséget tartalmazó bemeneti jellel is működjön. Ezért a C1 ki van zárva, ami megvalósítja a kondenzátorok nélküli út ősi audiofil álmát © és jelentősen javítja az erősítő hangját.
Az R2C2 bemeneti aluláteresztő szűrő C2 kondenzátorának kapacitását úgy kell megválasztani, hogy a bemeneti aluláteresztő szűrő vágási frekvenciája, figyelembe véve az előerősítő 500 Ohm -1 kOhm kimeneti ellenállását, 120 tartományba essen. 200 kHz-re. Az R3R5C3 frekvenciakorrekciós áramkör a DA1 op-amp bemenetén van elhelyezve, ami a feldolgozott harmonikusok és a CUS áramkörön keresztül az UMZCH kimeneti oldaláról érkező interferenciák sávját 215 kHz-es sávra korlátozza -3 szinten. dB és növeli az erősítő stabilitását. Ez az áramkör csökkenti a különbségjelet az áramkör vágási frekvenciája fölé, és így kiküszöböli a feszültségerősítő szükségtelen túlterhelését nagyfrekvenciás interferenciával, zajjal és harmonikusokkal, kiküszöbölve a dinamikus intermodulációs torzítás (TIM; DIM) lehetőségét.
Ezután a jelet egy alacsony zajszintű műveleti erősítő bemenetére tápláljuk, a DA1 bemeneten térhatású tranzisztorokkal. Az UMZCH BB-vel szemben sok "követelést" tesznek az ellenfelek a bemeneti műveleti erősítő használatával kapcsolatban, ami állítólag rontja a hangminőséget és "ellopja a hang virtuális mélységét". Ebben a tekintetben figyelni kell az UMZCH VV operációs rendszer működésének néhány nyilvánvaló jellemzőjére.
Az előerősítők műveleti erősítői, a DAC utáni műveleti erősítők több voltos kimeneti feszültség fejlesztésére kényszerülnek. Mivel a műveleti erősítők erősítése alacsony, 20 kHz-en 500-2000-szeres, ez azt jelzi, hogy viszonylag nagy jelfeszültség-különbséggel működnek - az alacsony frekvenciákon lévő több száz mikrovolttól a 20 kHz-es több millivoltig, és magas. Az intermodulációs torzítás valószínűsége a műveleti erősítő bemeneti fokozatából. Ezeknek a műveleti erősítőknek a kimeneti feszültsége megegyezik az utolsó feszültségerősítő fokozat kimeneti feszültségével, amelyet általában az OE séma szerint készítenek. Egy több voltos kimeneti feszültség jelzi ennek a kaszkádnak a működését meglehetősen nagy bemeneti és kimeneti feszültségekkel, és ennek eredményeként torzításokat vezet be az erősített jelbe. Az op-erősítőt az OOS áramkör ellenállása és a párhuzamosan kapcsolt terhelés terheli, esetenként több kiloohmos terhelésig, ami akár több milliampert is igényel a kimeneti áramerősítő kimeneti követőjétől. Ezért az IC kimeneti követőjének áramában bekövetkező változások, amelyek kimeneti fokozatai legfeljebb 2 mA áramot fogyasztanak, meglehetősen jelentősek, ami azt is jelzi, hogy torzításokat vezetnek be az erősített jelbe. Látjuk, hogy az op-amp bemeneti fokozata, feszültségerősítő fokozata és kimeneti fokozata torzításokat okozhat.
De a nagy pontosságú erősítő áramkör a feszültségerősítő tranzisztoros részének nagy erősítésének és bemeneti ellenállásának köszönhetően nagyon kíméletes működési feltételeket biztosít a DA1 op-amp számára. Ítélje meg maga. Még a fejlett névlegesben is kimeneti feszültség A műveleti erősítő 50 V-os UMZCH bemeneti differenciálfokozata 12 μV-tól eltérő feszültségjelekkel működik 500 Hz-től 500 μV-ig, 20 kHz-es frekvencián. A térhatású tranzisztorokon készült differenciálfokozat nagy bemeneti túlterhelhetőségének és a differenciáljel csekély feszültségének aránya nagy linearitást biztosít a jelerősítésben. Az op-amp kimeneti feszültsége nem haladja meg a 300 mV-ot. amely a feszültségerősítő fokozat alacsony bemeneti feszültségét jelzi a műveleti erősítő közös emitterével - 60 μV-ig - és működésének lineáris módját. Az op-amp kimeneti fokozata körülbelül 100 kOhm terhelést ad a VT2 alap oldaláról legfeljebb 3 μA váltakozó áramot. Ebből következően az op-amp kimeneti fokozata is rendkívül könnyű üzemmódban, szinte alapjáraton működik. Valódi zenei jelen a feszültségek és áramok legtöbbször egy nagyságrenddel kisebbek a megadott értékeknél.
A különbség és a kimeneti jelek feszültségeinek, valamint a terhelési áramnak az összehasonlításából látható, hogy az UMZCH BB műveleti erősítője általában több százszor könnyebben működik, és ezért lineáris üzemmódban. mint a CD-lejátszók előerősítőinek és utólagos DAC op-erősítőinek op-amp üzemmódja, amelyek jelforrásként szolgálnak az UMZCH-hoz bármilyen mélységű környezetvédelem mellett, akár anélkül is. Következésképpen ugyanaz a műveleti erősítő sokkal kevesebb torzítást okoz az UMZCH BB részeként, mint egyetlen beépülésben.
Időnként felmerül az a vélemény, hogy a kaszkád által okozott torzítások kétértelműen függenek a bemeneti jel feszültségétől. Ez tévedés. A kaszkád nemlinearitása megnyilvánulásának a bemeneti jel feszültségétől való függése engedelmeskedhet egyik vagy másik törvénynek, de mindig egyértelmű: ennek a feszültségnek a növekedése soha nem vezet a bevezetett torzítások csökkenéséhez, hanem csak egy növekedés.
Ismeretes, hogy az adott frekvenciának tulajdonítható torzítási termékek szintje a negatív mélységével arányosan csökken Visszacsatolás ehhez a frekvenciához. Az alapjárati fordulatszám erősítés a visszacsatoló erősítő lefedettségéig alacsony frekvenciákon a bemeneti jel kicsinysége miatt nem mérhető. A számítások szerint a NOS lefedettségig kifejlesztett üresjárati erősítés 104 dB-es OOS mélység elérését teszi lehetővé 500 Hz-ig terjedő frekvencián. A 10 kHz-től kezdődő frekvenciákon végzett mérések azt mutatják, hogy a visszacsatolás mélysége 10 kHz-es frekvencián eléri a 80 dB-t, 20 kHz-es frekvencián - 72 dB, 50 kHz-nél - 62 dB és 40 dB-nél 200 kHz. A 2. ábra az UMZCH BB-2010 és összehasonlításképpen a Leonid Zuevhez hasonló összetettségű UMZCH amplitúdó-frekvencia jellemzőit mutatja.
Az OOS lefedettsége előtti nagy nyereség a VV erősítők áramköri kialakításának fő jellemzője. Mivel az összes áramköri trükk célja a nagy linearitás és a nagy nyereség elérése a mély visszacsatolás fenntartása érdekében a lehető legszélesebb frekvenciasávban, ez azt jelenti, hogy az erősítő paramétereinek javítására szolgáló áramköri módszereket kimerítik az ilyen struktúrák. A torzítás további csökkentése csak olyan konstruktív intézkedésekkel biztosítható, amelyek célja a kimeneti fokozat felharmonikusainak felvételének csökkentése a bemeneti áramkörökön, különösen az invertáló bemeneti áramkörön, amelyből az erősítés maximális.
Az UMZCH BB áramkör másik jellemzője a feszültségerősítő kimeneti fokozatának áramszabályozása. A bemeneti op-amp vezérli a feszültség-áram átalakító fokozatot, amelyet OK és OB jelekkel hajtanak végre, és a vett áramot levonják a fokozat nyugalmi áramából, az OB áramkör szerint.
Az 1 kOhm ellenállású R17 linearizáló ellenállás használata a VT1, VT2 differenciálfokozatban különböző szerkezetű, soros teljesítményű tranzisztorokon megnöveli a DA1 op-amp kimeneti feszültségének a VT2 kollektorárammá való átalakításának linearitását. 40 dB mélységű helyi OOS létrehozása. Ez látható a VT1, VT2 emitterek belső ellenállásának összegének összehasonlításából - egyenként kb. 5 ohm - az R17 ellenállással, vagy a VT1, VT2 hőfeszültségek összegével - kb. 50 mV - feszültségeséssel. az R17 ellenálláson keresztül, amely 5,2 - 5,6 V .
A vizsgált áramkör szerint épített erősítők éles, 40 dB dekádonkénti frekvenciájúak, 13 ... 16 kHz frekvencia feletti erősítési csillapítás. A hibajel, amely egy torzítási termék, 20 kHz feletti frekvenciákon két-három nagyságrenddel kisebb, mint a hasznos audiojel. Ez lehetővé teszi a VT1, VT2 differenciálfokozat ezen frekvenciákon túlzó linearitását az UN tranzisztoros részének erősítésének növelésére konvertálni. A differenciálfokozat áramának kisebb változása miatt VT1, VT2 erősítéssel gyenge jelek a linearitása nem romlik jelentősen a lokális OOS mélységének csökkenésével, de a DA1 op-amp működése, amelynek működési módjától a teljes erősítő linearitása függ ezektől a frekvenciáktól, megkönnyíti az erősítést. , mivel az összes feszültség, amely meghatározza a műveleti erősítő által bevitt torzítást, a különbségjeltől a kimenetig, az erősítéssel arányosan csökken egy adott frekvencián.
A szimulátorban az R18C13 és R19C16 fáziselőre-korrekciós áramköröket optimalizálták annak érdekében, hogy az op-erősítő feszültségkülönbségét több megahertzes frekvenciára csökkentsék. Az UMZCH BB-2010 erősítését az UMZCH BB-2008-hoz képest több száz kilohertz nagyságrendű frekvencián lehetett növelni. Az erősítés 4 dB 200 kHz-en, 6 dB 300 kHz-en, 8,6 dB 500 kHz-en, 10,5 dB 800 kHz-en, 11 dB 1 MHz-en és 10-12 dB 2 MHz feletti frekvenciákon. Ez látható a szimulációs eredményekből, a 3. ábra, ahol az alsó görbe az UMZCH BB-2008 vezetékkorrekciós áramkör frekvenciamenetére vonatkozik, a felső pedig az UMZCH BB-2010-re.
A VD7 megvédi a VT1 emitter csomópontot az UMZCH kimeneti jel feszültségkorlátozó üzemmódjában a C13, C16 töltőáramok áramlásából eredő fordított feszültségtől és az ebből eredő határfeszültségektől. Magassebesség változik a DA1 op-amp kimenetén.
A feszültségerősítő kimeneti fokozata VT3 tranzisztoron készül, amely egy közös alapáramkör szerint van csatlakoztatva, amely kizárja a jel behatolását a fokozat kimeneti áramköreiből a bemeneti áramkörökbe, és növeli annak stabilitását. Az OB-val ellátott kaszkád, amely a VT5 tranzisztor áramgenerátorára és a kimeneti fokozat bemeneti impedanciájára van terhelve, nagy stabil erősítést hoz létre - akár 13 000 ... 15 000-szer. Az R24 ellenállás ellenállásának megválasztása az R26 ellenállásának fele garantálja a VT1, VT2 és VT3, VT5 nyugalmi áramok egyenlőségét. Az R24, R26 helyi OOS-t biztosít, amely csökkenti az Earley-effektus hatását - a p21e változását a kollektor feszültségétől függően, és 40 dB-lel, illetve 46 dB-lel növeli az erősítő kezdeti linearitását. Az UN külön feszültséggel való ellátása, amely 15 V-tal magasabb, mint a kimeneti fokozatok feszültsége, lehetővé teszi a VT3, VT5 tranzisztorok kvázi-telítettségének hatásának kiküszöbölését, amely az n21e csökkenésében nyilvánul meg, amikor a kollektor - az alapfeszültség 7 V alá esik.
A háromfokozatú kimeneti követő bipoláris tranzisztorokra van felszerelve, és nem igényel különösebb megjegyzést. Ne próbálja meg leküzdeni az entrópiát © a kimeneti tranzisztorok nyugalmi áramának megtakarításával. Nem lehet kevesebb, mint 250 mA; a szerző verziójában - 320 mA.
Az AC K1 bekapcsolására szolgáló relé működése előtt az erősítőt OOS1 fedi, az R6R4 osztó bekapcsolásával megvalósítva. Az R6 ellenállás megtartásának pontossága és ezen ellenállások konzisztenciája a különböző csatornákban nem lényeges, de az erősítő stabilitásának fenntartásához fontos, hogy az R6 ellenállás ne legyen sokkal kisebb, mint az R8 és R70 ellenállások összege. A K1 relé működtetésével az OOS1 kikapcsol, és az R8R70C44 és R4 által alkotott OOS2 áramkör működésbe lép, és lefedi a K1.1 érintkezőcsoportot, ahol az R70C44 kizárja az R71L1 R72C47 kimeneti aluláteresztő szűrőt az OOC áramkörből 33 kHz feletti frekvenciák. A frekvenciafüggő OOS R7C10 csökkenést generál az UMZCH frekvenciaválaszában a kimeneti aluláteresztő szűrőhöz 800 kHz-es frekvencián, -3 dB-es szinten, és e frekvencia feletti határt biztosít az OOS mélységében. A 280 kHz-es frekvencia felett, -3 dB-es szinten a váltakozó áramú kivezetéseknél a frekvenciamenet-csillapítást az R7C10 és az R71L1 -R72C47 kimeneti aluláteresztő szűrő együttes hatása biztosítja.
A hangszórók rezonancia tulajdonságai a diffúzor által csillapított hangrezgések kibocsátásához, impulzushatás utáni felhangokhoz és saját feszültség keletkezéséhez vezetnek, amikor a hangszóró tekercsének fordulatai a mágneses rendszer résében keresztezik a mágneses erővonalakat. A csillapítási együttható megmutatja, hogy mekkora a diffúzor rezgésének amplitúdója, és milyen gyorsan csökkennek, amikor a váltakozó áramot generátorként terhelik az UMZCH impedanciájára. Ez az együttható megegyezik a váltakozó áramú ellenállás és az UMZCH kimeneti ellenállásának, az AC kapcsolórelé érintkezőcsoportjának tranziens ellenállásának, a kimeneti LPF induktor tekercsének ellenállásával, általában huzallal feltekercselve. elégtelen átmérőjű, az AC kábelbilincsek tranziens ellenállása és maguknak a váltakozó áramú kábeleknek az ellenállása.
Ezenkívül a hangszórók impedanciája nem lineáris. A váltóáramú kábelek vezetékein áthaladó torz áramok nagyfokú nemlineáris torzítással járó feszültségesést hoznak létre, amelyet szintén levonnak az erősítő torzítatlan kimeneti feszültségéből. Ezért az AC kivezetéseken a jel sokkal torzabb, mint az UMZCH kimenetén. Ezek az úgynevezett interfész torzítások.
Ezen torzítások csökkentése érdekében az erősítő teljes kimeneti impedanciájának összes komponensét kompenzálták. Az UMZCH saját kimeneti ellenállását a relé érintkezőinek érintkezési ellenállásával és a kimeneti aluláteresztő szűrő induktorának vezetékének ellenállásával együtt egy mély általános OOS hatása csökkenti, amely a jobb kimenetről vett L1. Ezen túlmenően, ha az R70 jobb kimenetét a „forró” váltóáramú terminálhoz csatlakoztatja, könnyen kompenzálhatja az AC kábelbilincs tranziens ellenállását és az egyik AC vezeték ellenállását, anélkül, hogy félne attól, hogy a fáziseltolások miatt UMZCH keletkezik. az OOS által lefedett vezetékekben.
Az AC vezeték ellenállás kompenzációs egysége invertáló erősítő formájában készül, Ky = -2-vel a DA2, R10, C4, R11 és R9 műveleti erősítőkön. Ennek az erősítőnek a bemeneti feszültsége a hangszóró "hideg" ("földelés") vezetékének feszültségesése. Mivel ellenállása megegyezik az AC kábel "forró" vezetékének ellenállásával, mindkét vezeték ellenállásának kompenzálásához elegendő a "hideg" vezeték feszültségének megkétszerezése, megfordítása és az R9 ellenálláson keresztül. az OOS áramkör R8 és R70 ellenállásának összegével egyenlő ellenállás vonatkozik a DA1 műveleti erősítő invertáló bemenetére. Ezután az UMZCH kimeneti feszültsége a váltóáramú vezetékeken bekövetkezett feszültségesések összegével nő, ami megegyezik az ellenállásuk csillapítási együtthatóra gyakorolt hatásának és az interfész torzításának szintjével az AC kivezetéseken. A hangszórók hátsó EMF-jének nemlineáris komponense váltakozó áramú vezetékeinek ellenállásának kompenzálására különösen az audiotartomány alacsonyabb frekvenciáin van szükség. A magassugárzó jelfeszültségét a vele sorba kapcsolt ellenállás és kondenzátor korlátozza. Komplex ellenállásuk sokkal nagyobb, mint a váltakozó áramú kábel vezetékeinek ellenállása, így ennek az ellenállásnak a kompenzálása az RF-en értelmetlen. Ennek alapján az R11C4 integráló áramkör 22 kHz-re korlátozza a kompenzátor működési frekvenciasávját.
Különös figyelmet érdemel: az AC kábel "forró" vezetékének ellenállása kompenzálható egy közös OOS lefedésével, ha az R70 jobb kivezetését egy speciális vezetékkel csatlakoztatja a "forró" AC kivezetéshez. Ebben az esetben csak a "hideg" AC vezeték ellenállását kell kompenzálni, és a vezeték ellenállás-kompenzátorának erősítését Ku \u003d -1 értékre kell csökkenteni úgy, hogy az R10 ellenállás ellenállását a az R11 ellenállás ellenállása.
Az áramvédelmi egység megakadályozza a kimeneti tranzisztorok károsodását a terhelés rövidzárlatánál. Az R53 - R56 és R57 - R60 ellenállások áramérzékelőként szolgálnak, ami elég. Az ezeken az ellenállásokon átfolyó erősítő kimeneti árama feszültségesést hoz létre, amely az R41R42 osztóra kerül. A küszöbértéknél nagyobb feszültség nyitja a VT10 tranzisztort, a kollektoráram pedig a VT8 VT8VT9 triggercellát. Ez a cella nyitott tranzisztorokkal állandósult állapotba kerül, és söntöli a HL1VD8 áramkört, nullára csökkentve a zener-diódán áthaladó áramot, és reteszelve a VT3-at. A C21 kisütése kis VT3 alapárammal néhány milliszekundumot vehet igénybe. A triggercella aktiválása után a C23 alsó lapján lévő feszültség, amelyet a HL1 LED feszültsége tölt fel 1,6 V-ra, az UN pozitív tápsínétől -7,2 V szintről -1,2 szintre emelkedik. V 1, ennek a kondenzátornak a felső lapján a feszültség szintén 5 V-ra emelkedik. A C21 gyorsan kisüt az R30 ellenálláson keresztül a C23-ba, a VT3 tranzisztor reteszelődik. Eközben megnyílik a VT6, és az R33-on keresztül az R36 megnyitja a VT7-et. A VT7 söntöli a VD9 zener diódát, kisüti a C22 kondenzátort R31-en keresztül, és kikapcsolja a VT5 tranzisztort. Nem kap előfeszítő feszültséget, a végfok tranzisztorai is le vannak zárva.
Felépülés kezdeti állapot trigger és az UMZCH bekapcsolása az SA1 "Protection Reset" gomb megnyomásával történik. A C27-et a VT9 kollektoráram tölti, és söntöli a VT8 alapáramkört, lezárva a triggercellát. Ha addigra a vészhelyzet megszűnt, és a VT10 reteszelődik, a cella stabilan zárt tranzisztoros állapotba kerül. A VT6, VT7 zárva van, a VT3, VT5 alapokra referenciafeszültség kerül, és az erősítő működési módba lép. Ha a rövidzárlat az UMZCH terhelésben folytatódik, a védelem újra aktiválódik, még akkor is, ha a C27 kondenzátor az SA1-hez van csatlakoztatva. A védelem olyan hatékonyan működik, hogy a korrekció beállítása közben többször is feszültségmentesítették az erősítőt kis forrasztáshoz ... a nem invertáló bemenet érintésével. Az így létrejövő öngerjesztés a kimeneti tranzisztorok áramának növekedéséhez vezetett, és a védelem kikapcsolta az erősítőt. Bár ezt a durva módszert általában nem szabad felajánlani, de az áramvédelem miatt nem károsította a kimeneti tranzisztorokat.
Az AC kábelek ellenállásának kompenzátorának munkája.
Az UMZCH BB-2008 kompenzátor hatásfokát a régi audiofil módszerrel, füllel teszteltük, a kompenzátor bemenetet a kompenzáló vezeték és az erősítő közös vezetéke között kapcsolva. A hangzás javulása egyértelműen érezhető volt, a leendő tulajdonos pedig nagyon szeretett volna erősítőt szerezni, ezért nem végeztek méréseket a kompenzátor hatásáról. A kábelvágó séma előnyei olyannyira nyilvánvalóak voltak, hogy a kompenzátor + integrátor konfigurációt az összes kifejlesztett erősítőben szabványos szerelvényként alkalmazták.
Elképesztő, hogy mennyi felesleges vita robbant fel az interneten a kábelellenállás-kompenzáció hasznosságáról/haszontalanságáról. Szokás szerint azok, akiknek a rendkívül egyszerű kábeltisztítási séma bonyolultnak és érthetetlennek tűnt, a költségek - túlzottan magasak, a telepítés pedig - időigényes ©, különösen ragaszkodtak a nemlineáris jel hallgatásához. Még olyan javaslatok is hangzottak el, hogy mivel sok pénzt költenek magára az erősítőre, bűn spórolni a szent dolgokon, de a legjobb, elbűvölő utat kell megtenni, amelyen az egész civilizált emberiség jár, és ... normális, emberit kell venni. © szuper drága nemesfém kábelek. Nagy meglepetésemre olajat öntött a tűzre a nagy tekintélyű szakértők nyilatkozata a kompenzációs egység otthoni haszontalanságáról, beleértve azokat a szakembereket is, akik sikeresen használják ezt az egységet az erősítőkben. Nagyon sajnálatos, hogy sok rádióamatőrtárs bizalmatlan volt az alacsony és közepes frekvenciák hangminőségének kompenzátor beépítésével történő javításáról szóló jelentésekkel kapcsolatban, minden erejével elkerülték az UMZCH működésének javításának egyszerű módját, hanem kirabolták magukat.
Kevés kutatást végeztek az igazság dokumentálására. A GZ-118 generátortól az UMZCH VV-2010-ig számos rezonanciafrekvencia AC, a feszültséget az S1-117 oszcilloszkóp, a Kr az AC kivezetéseknél pedig az INI S6-8, 4. ábra. 
Az R1 ellenállás azért van beépítve, hogy elkerülje a kompenzátor bemenetén az interferenciát a vezérlő és a közös vezetékek közötti váltáskor. A kísérlet során közönséges és nyilvánosan elérhető AC kábeleket használtak, amelyek hossza 3 m, magkeresztmetszete 6 négyzetméter. mm, valamint az Acoustic Kingdomtól származó GIGA FS Il hangszórórendszer 25-22 000 Hz frekvencia tartományban, 8 ohm névleges impedanciával és 90 W névleges teljesítménnyel.
Sajnos a C6-8 összetételű harmonikus jelerősítők áramköre nagy kapacitású oxidkondenzátorok használatát teszi lehetővé a környezetvédelmi áramkörökben. Ez ahhoz vezet, hogy ezeknek a kondenzátoroknak az alacsony frekvenciájú zaja befolyásolja az eszköz felbontását alacsony frekvenciák, aminek következtében romlik a felbontása alacsony frekvencián. Ha a GZ-118-ból közvetlenül a C6-8-ból 25 Hz frekvenciájú jel Kr-t mérik, a műszer leolvasása 0,02% körül mozog. Ezt a korlátozást a GZ-118 generátor hornyos szűrővel a kompenzátor hatásfokának mérése esetén nem lehet megkerülni, mert a 2T szűrő hangolási frekvenciájának számos diszkrét értéke alacsony frekvenciákon korlátozott 20,60, 120, 200 Hz értékkel, és nem teszi lehetővé a Kr mérését a számunkra érdekes frekvenciákon. Ezért vonakodva a 0,02%-os szintet nullának, referenciaként vették fel.
20 Hz-es frekvencián, a váltakozó áramú kapcsokon 3 Vpp feszültséggel, ami 0,56 W-os kimeneti teljesítménynek felel meg 8 ohmos terhelés mellett, a Kr 0,02% volt bekapcsolt kompenzátor mellett és 0,06% kikapcsolása után. 10 V amperes feszültségnél, ami 6,25 W-os kimeneti teljesítménynek felel meg, a Kr-érték 0,02%, illetve 0,08%, 20 V amper feszültség és 25 W teljesítmény esetén 0,016% és 0,11%. és 30 feszültségen 56 W amplitúdója és teljesítménye - 0,02% és 0,13%.
Ismerve az import berendezések gyártóinak laza hozzáállását a teljesítményre vonatkozó feliratok értékeihez, és emlékezni a nyugati szabványok átvétele utáni csodálatos átalakulásra hangszóró rendszer 35AC-1 30 W-os mélysugárzóteljesítménnyel az S-90-ben, 56 W-nál nagyobb folyamatos teljesítményt nem szolgáltattak az AC-nak.
25 Hz-es frekvencián 25 W teljesítmény mellett a Kr 0,02% és 0,12% volt a kompenzációs egység be- és kikapcsolása mellett, 56 W-os teljesítménynél pedig 0,02% és 0,15%.
Ezzel egyidejűleg ellenőriztük az általános OOS kimeneti LPF lefedésének szükségességét és hatékonyságát. 25 Hz-es frekvencián, 56 W teljesítménnyel, sorosan csatlakoztatva a kimeneti RL-RC aluláteresztő szűrő AC kábelének egyik vezetékéhez, hasonlóan a szuperlineáris UMZCH-ba szerelthez, Kr, elfordított kompenzátorral eléri a 0,18%-ot. 30 Hz-es frekvencián 56 W Kr teljesítménnyel 0,02% és 0,06% a kompenzációs egységgel be / ki. 35 Hz-es frekvencián 56 W teljesítmény mellett a Kr 0,02% és 0,04% a kompenzációs egység be- és kikapcsolása mellett. 40 és 90 Hz-es frekvenciákon 56 W teljesítmény mellett a Kr 0,02% és 0,04% a kompenzációs egység be- és kikapcsolása mellett, 60 Hz-es frekvencián pedig 0,02% és 0,06%.
A következtetések nyilvánvalóak. A jel nemlineáris torzítása van jelen az AC kapcsokon. A jel linearitásának romlása a váltakozó áramú kapcsokon egyértelműen rögzítve van, egy kompenzálatlan, az aluláteresztő szűrő OOS ellenállása által nem lefedett, viszonylag 70 cm-t tartalmazó aluláteresztő szűrőn keresztül. finom drót. A torzítás mértékének a váltóáramra betáplált teljesítménytől való függése arra utal, hogy ez a jelteljesítmény és az AC mélysugárzók névleges teljesítményének arányától függ. A torzítások a legkifejezettebbek a rezonánshoz közeli frekvenciákon. A hangsugárzók által az audiojel becsapódására válaszul generált hátsó EMF-et az UMZCH kimeneti ellenállásának és az AC kábel vezetékeinek ellenállásának összege söntöli, így a torzítás mértéke az AC terminálokon közvetlenül függ. ezeknek a vezetékeknek az ellenállásáról és az erősítő kimeneti impedanciájáról.
A rosszul csillapított mélysugárzó kúpja maga ad ki felhangokat, ráadásul ez a hangszóró felharmonikusok és intermodulációs torzítási termékek széles végét generálja, amelyet egy középső hangszóró reprodukál. Ez magyarázza a hang romlását közepes frekvenciákon.
Annak ellenére, hogy az IRI tökéletlensége miatt 0,02%-os nulla Kr-szintet feltételezünk, a kábelellenállás-kompenzátor hatása a jeltorzításra a váltakozó áramú kivezetéseknél egyértelműen és egyértelműen megfigyelhető. Megállapítható, hogy a kompenzációs egység zenei jelen történő működésének meghallgatása és a műszeres mérések eredményei teljes összhangban állnak egymással.
A kábeltisztító bekapcsolásakor jól hallható javulás azzal magyarázható, hogy az AC csatlakozók torzításának megszűnésével a középső hangszóró nem reprodukálja ezt a sok szennyeződést. Nyilván ezért a torzítások visszaadásának csökkentésével vagy kiküszöbölésével egy középfrekvenciás hangszóróval kétkábeles váltakozó áramú csatlakozó áramkör, ún. A "biwiring", amikor az LF és MF-HF összeköttetések különböző kábelekkel vannak összekötve, hangzásbeli előnyt jelent az egykábeles áramkörhöz képest. Mivel azonban egy kétkábeles áramkörben az AC LF szakaszának kivezetésein a torz jel nem tűnik el sehol, ez az áramkör elveszíti a kompenzátoros opciót a kúp szabad rezgésének csillapítási együtthatója tekintetében. az alacsony frekvenciájú hangszóró.
A fizikát nem lehet megtéveszteni, és a tisztességes hangzáshoz nem elég az erősítő kimenetén briliáns teljesítményt elérni aktív terhelés mellett, hanem az is szükséges, hogy ne veszítse el a linearitást, miután a jel a hangszóró terminálokra kerül. Egy jó erősítő részeként feltétlenül szükséges az egyik vagy másik séma szerint készült kompenzátor.
Integrátor.
A DA3 integrátor hatékonyságát és hibacsökkentési lehetőségét is teszteltük. A TL071 műveleti erősítővel rendelkező UMZCH BB-ben a kimeneti egyenfeszültség a 6 ... 9 mV tartományban van, és ezt a feszültséget nem lehetett csökkenteni egy további ellenállás beépítésével a nem invertáló bemeneti áramkörbe.
Az egyenáramú bemeneti műveleti erősítőre jellemző alacsony frekvenciájú zaj hatása az R16R13C5C6 frekvenciafüggő áramkörön keresztüli mély visszacsatolás miatt a kimeneti feszültség néhány millivoltos instabilitásában nyilvánul meg, vagy -60 dB a kimeneti feszültséghez képest névleges kimeneti teljesítmény mellett, 1 Hz alatti frekvenciákon, nem reprodukálható hangszórók.
Az interneten megemlítették a VD1 ... VD4 védődiódák alacsony ellenállását, amely állítólag hibát okoz az integrátor működésében az elválasztó (R16 + R13) / R VD2 | VD4 kialakulása miatt. . . A védődiódák fordított ellenállásának ellenőrzésére egy áramkört állítottunk össze az ábrán. 6. Itt az invertáló erősítő áramkör szerint csatlakoztatott DA1 műveleti erősítőt az OOS az R2-n keresztül fedi, kimeneti feszültsége arányos a vizsgált VD2 dióda és az R2 védőellenállás áramkörében 1-es együtthatóval. mV / nA, és az R2VD2 áramkör ellenállása - 1 mV / 15 GΩ együtthatóval. Az op-amp - előfeszítő feszültség és a bemeneti áram additív hibáinak a dióda szivárgási áramának mérési eredményeire gyakorolt hatásának kiküszöbölése érdekében csak az op-amp kimenetén lévő belső feszültség különbségét kell kiszámítani, a vizsgált dióda nélkül mérve, és az op-amp kimenetén a feszültség a beszerelés után. A gyakorlatban az op-erősítő kimeneti feszültségeinek több millivoltos különbsége adja a dióda fordított ellenállásának értékét tíz-tizenöt gigaohm nagyságrendben 15 V-os fordított feszültség mellett. Nyilvánvaló, hogy a szivárgó áram nem növekszik, ha a feszültség a diódán több millivoltos szintre csökken, ami az integrátor és a kompenzátor op-erősítőjének különbségére jellemző.
De az üvegházban elhelyezett diódákban rejlő fotoelektromos hatás valóban jelentős változáshoz vezet az UMZCH kimeneti feszültségében. 60 W-os izzólámpával 20 cm távolságból megvilágítva az UMZCH kimenetén az állandó feszültség 20 ... 3O mV-ra nőtt. Bár nem valószínű, hogy hasonló szintű megvilágítás figyelhető meg az erősítő házában, egy csepp festék ezekre a diódákra kiküszöbölte az UMZCH módok megvilágítástól való függőségét. A szimulációs eredmények szerint az UMZCH frekvenciaválaszában még 1 millihertzes frekvencia mellett sem figyelhető meg csökkenés. De az R16R13C5C6 időállandót nem szabad csökkenteni. Fázisok változó feszültségek az integrátor és a kompenzátor kimenetei ellentétesek, és a kondenzátorok kapacitásának vagy az integrátor ellenállásainak ellenállásának csökkenésével a kimeneti feszültség növekedése ronthatja az AC kábelek ellenállásának kompenzációját.
Erősítő hang összehasonlítása. Az összeszerelt erősítő hangját több külföldi ipari erősítő hangjával hasonlították össze. A forrás egy Cambridge Audio CD lejátszó volt, a Radiotekhnika UP-001 előerősítőt az UMZCH terminál hangszintjének felépítésére és beállítására, a Sugden A21a és NAD C352 rendszeres beállítási vezérlőket használtak.
Elsőként a legendás, felháborító és rohadt drága angol UMZCH "Sugden A21a" volt, amely az A osztályban működik, 25 watt kimeneti teljesítménnyel. Figyelemre méltó, hogy a VCL-hez mellékelt dokumentációban a britek jónak tartották, ha nem jelzik a nemlineáris torzítás mértékét. Mondjuk ez nem a torzításokról szól, hanem a spiritualitásról. A "Sugden A21a>" elveszett az UMZCH BB-2010-vel szemben, amely a szint és a tisztaság, a magabiztosság és az alacsony frekvenciákon a hang nemessége tekintetében is összehasonlítható erővel rendelkezik. Ez nem meglepő, tekintve áramkörének sajátosságait: mindössze egy kétfokozatú kváziszimmetrikus kimeneti követő azonos felépítésű tranzisztorokon, a múlt század 70-es évek áramkörei szerint összeszerelve, viszonylag nagy kimeneti ellenállással és elektrolittal. a kimeneten bekapcsolt kondenzátor, ami tovább növeli a teljes kimeneti ellenállást - ez az utolsó, amelyik maga a megoldás rontja az erősítők hangját alacsony és közepes frekvencián. Közepes és magas frekvenciákon az UMZCH BB nagyobb részletgazdagságot, átláthatóságot és kiváló színpadi kidolgozást mutatott, amikor az énekesek és a hangszerek hangzásban egyértelműen lokalizálhatók. Egyébként, ha már az objektív mérési adatok és a hangról alkotott szubjektív benyomások korrelációjáról beszélünk: Sugden versenytársai egyik magazincikkében a Kr-értékét 0,03%-os szinten határozták meg 10 kHz-es frekvencián.
A következő szintén az angol NAD С352 erősítő volt. Általános benyomás ugyanaz volt: az angol kiejtett „vödör” hangja az alacsony frekvenciákon nem hagyott esélyt, míg az UMZCH BB munkáját kifogástalannak ismerték el. Ellentétben a NADA-val, amelynek hangja vastag bokrokhoz, gyapjúhoz, vattához társult, a BB-2010 közepes és magas frekvenciájú hangja lehetővé tette az általános kórus előadóinak és a zenekari hangszereknek a hangjának egyértelmű megkülönböztetését. A NAD C352 munkájában egyértelműen kifejeződött a hangosabb előadó, a hangosabb hangszer jobb hallhatóságának hatása. Ahogy maga az erősítő tulajdonosa fogalmazott, az UMZCH BB hangjában az énekesek nem „kiabálták-bólogatták” egymást, és a hegedű sem gitárral, sem trombitával harcolt a hang erejében, hanem az összes a hangszerek békésen és harmonikusan „barátkoztak” a dallam összhangképében. Magas frekvenciákon az UMZCH BB-2010 az figuratív audiofilek szerint úgy hangzik, mintha egy vékony, vékony ecsettel hangot rajzolna. Ezek a hatások az erősítők intermodulációs torzításának különbségére vezethetők vissza.
Az UMZCH Rotel RB 981 hangja hasonló volt a NAD C352 hangjához, kivéve a jobb munka alacsony frekvenciákon, ennek ellenére az UMZCH BB-2010 páratlan maradt az alacsony frekvenciákon az AC vezérlés tisztaságában, valamint az átlátszóságban, a hang finomságában közepes és magas frekvenciákon.
Az audiofilek gondolkodásmódjának megértése szempontjából a legérdekesebb az az általános vélemény volt, hogy a három UMZCH feletti fölény ellenére „meleget” hoznak a hangzásba, ami kellemesebbé teszi, az UMZCH BB pedig simán működik, „semleges a hangra.”
A japán Dual CV1460 mindenki számára a legkézenfekvőbb módon a bekapcsolás után azonnal elveszett a hangjában, és nem vesztegették az időt a részletes meghallgatásra. A Kr értéke a 0,04 ... 0,07% tartományban volt kis teljesítményen.
Az erősítők általános összehasonlításából származó fő benyomások teljesen azonosak voltak: az UMZCH BB hangzásban feltétel nélkül és egyértelműen megelőzte őket. Ezért további vizsgálatokat szükségtelennek tartottak. Ennek eredményeként a barátság győzött, mindenki azt kapta, amit akart: meleg, bensőséges hangzásért - Sugden, NAD és Rotel, és hallani, amit a lemezre rögzített a rendező - UMZCH BB-2010.
Én személy szerint szeretem a high-fidelity UMZCH-t, könnyű, tiszta, kifogástalan, nemes hangzással, könnyedén reprodukál bármilyen bonyolultságú szövegrészletet. Ahogy a nagy tapasztalattal rendelkező audiofil barátom fogalmazott, alacsony frekvencián opciók nélkül dolgozza ki a dobfelszerelések hangjait, akár egy prés, közepes frekvencián úgy szól, mintha nem is létezne, magas frekvenciákon pedig úgy tűnik, vékony ecsettel fesse le a hangot. Nem idegesítő számomra UMZCH hang A BB a kaszkádok egyszerű kezeléséhez kapcsolódik.
Irodalom
1. Sukhov I. UMZCH nagy hűség. "Radio", 1989, 6. szám, 55-57. 7. szám, 57-61.
2. Ridiko L. UMZCH BB modern elemes alapon mikrokontrolleres vezérlőrendszerrel. "Radiohobby", 2001, 5. szám, 52-57. 6. szám, 50-54. 2002, 2. szám, 53-56.
3. Ageev S. Superlinear UMZCH mély környezetvédelemmel "Radio", 1999, No. 10 ... 12; „Rádió”, 2000, 1. szám; 2; 4…6; 9…11.
4. Zuev. L. UMZCH párhuzamos környezetvédelemmel. „Rádió”, 2005, 2. szám, 14. o.
5. Zsukovszkij V. Miért van szükségünk az UMZCH (vagy "UMZCH BB-2008") sebességére? „Radiohobby”, 2008, 1. szám, 55–59. 2. szám, 49-55.
UMZCH VVS-2011 végső verzió
UMZCH VVS-2011 A séma végső verziója Viktor Zsukovszkij Krasznoarmejszk
Az erősítő műszaki adatai:
1. Nagy teljesítmény: 150 W / 8 ohm,
2. Nagy linearitás - 0,000,2 ... 0,000,3% 20 kHz-en 100 W / 4 Ohm,
Szolgáltatási csomópontok teljes készlete:
1. Tartsa nulla állandó feszültséget,
2. AC vezeték ellenállás kompenzátor,
3. Áramvédelem,
4. DC feszültség kimenet védelem,
5. Sima indítás.
UMZCH VVS2011 séma
A nyomtatott áramköri lapok elrendezését számos népszerű LepekhinV projekt résztvevője (Vladimir Lepekhin) végezte. Nagyon jól sikerült).
UMZCH-VVS2011 tábla
ULF VVS-2011 erősítő kártya alagútfújásra készült (a radiátorral párhuzamosan). Az UN (feszültségerősítő) és a VK (kimeneti fokozat) tranzisztorok telepítése kissé nehézkes, mert. a beszerelést/leszerelést csavarhúzóval kell elvégezni a NYÁK-ban lévő kb. 6 mm átmérőjű furatokon keresztül. Nyitott hozzáférés esetén a tranzisztorok vetülete nem esik a PP alá, sokkal kényelmesebb. Muszáj volt kicsit módosítanom a táblán.
Az új szoftver egy pontot nem vett figyelembe- ez a kényelmes beállítás az erősítőkártyán:
C25 0.1n, R42 * 820 Ohm és R41 1k minden smd elem a forrasztási oldalon található, ami beállításkor nem túl kényelmes, mert többször le kell csavarni és rögzíteni a rack-en és a tranzisztorokon lévő PCB csavarjait a radiátorokhoz. Ajánlat: Az R42 * 820 két párhuzamosan elhelyezett smd ellenállásból áll, innentől a javaslat: az egyik smd ellenállást azonnal forrasztjuk, a másik kimeneti ellenállást tetővel a VT10-re forrasztjuk, az egyik vezetéket az alaphoz, a másikat az emitterhez, kiválasztjuk. a jobbra. Felvette, módosítsa a kimenetet smd-re az egyértelműség kedvéért:
Erősítő hangfrekvencia Az 1989-ben Nikolai Sukhov által kifejlesztett high fidelity (UMZCH) (VV) joggal nevezhető legendásnak. Fejlesztése során professzionális megközelítést alkalmaztunk, amely az analóg áramkörök ismereteire és tapasztalataira épült. Ennek eredményeként ennek az erősítőnek a paraméterei olyan magasnak bizonyultak, hogy ez a kialakítás még ma sem veszítette el relevanciáját. Ez a cikk az erősítő kissé továbbfejlesztett változatát írja le. A fejlesztések egy új elemalap és egy mikrokontroller vezérlőrendszer használatán múlnak.
A teljesítményerősítő (PA) minden hangvisszaadó komplexum szerves része. Az ilyen erősítők kialakításáról számos leírás áll rendelkezésre. De az esetek túlnyomó többségében még nagyon jó teljesítmény, teljes hiánya van a kiszolgáló létesítményeknek. De jelenleg, amikor a mikrokontrollerek elterjedtek, nem nehéz egy kellően tökéletes vezérlőrendszert létrehozni. Ugyanakkor egy házi készítésű eszköz a funkcionális telítettség szempontjából nem lehet rosszabb, mint a legjobb márkás minták. Az UMZCH VV mikrokontrolleres vezérlőrendszerrel rendelkező változata az ábrán látható. 1:
Rizs. 1. Az erősítő megjelenése.
Az eredeti UMZCH VV áramkör elegendő paraméterrel rendelkezik ahhoz, hogy az erősítő ne legyen a nemlinearitás domináns forrása a hangvisszaadási útvonalon a teljes kimeneti teljesítménytartományban. Ezért a jellemzők további javítása észrevehető előnyökkel nem jár többé.
Legalábbis a különböző hangfelvételek hangminősége sokkal jobban eltér, mint az erősítők hangminősége. Ebben a témában idézhet az "Audio" magazinból: " Hangos különbségek vannak az olyan kategóriákban, mint a hangszórók, mikrofonok, LP hangszedők, lehallgató helyiségek, stúdióterek, koncerttermekés különösen a stúdiók és a különböző hangfelvételi cégek által használt felvevőberendezések konfigurációi. Ha finom különbségeket szeretne hallani a hangszínben, hasonlítsa össze John Eargle Delos lemezeit Jack Renner Telarc lemezeivel, ne az előerősítőket. Vagy ha finom különbségeket szeretne hallani az átmenetekben, hasonlítsa össze a dmp jazz felvételeit a Chesky jazz felvételeivel, ne pedig két összekapcsolódást.»
Ennek ellenére a Hi-End szerelmesei nem hagyják abba a „megfelelő” hang keresését, amely többek között az UM-ra is hatással van. Valójában a PA egy nagyon egyszerű lineáris út példája. Az áramkörök jelenlegi fejlettségi szintje lehetővé teszi, hogy egy ilyen eszközt kellően magas paraméterekkel biztosítsanak, hogy a bevezetett torzítások láthatatlanok legyenek. Ezért a gyakorlatban bármely két modern, nem excentrikus kialakítású PA egyformán szól. Ellenkezőleg, ha az UM-nak van valami különleges, sajátos hangzása, az csak egyet mond: az ilyen UM által okozott torzítások nagyok és hallásból jól észrevehetők.
Ez nem jelenti azt, hogy nagyon könnyű jó minőségű PA-t tervezni. Sok finomság létezik, mind az áramkör, mind a tervezési terv. De mindezek a finomságok régóta ismertek komoly gyártók UM, és a modern UM tervezésében általában nem találhatók durva hibák. Ez alól kivételt képeznek a drága Hi-End osztályú erősítők, amelyeket gyakran nagyon analfabéta terveznek. Még ha a PA által bevezetett torzítás kellemes is a fülnek (ahogyan a csöves erősítők szerelmesei állítják), ennek semmi köze a hangvisszaadás magas hűségéhez.
A jó minőségű PA-nak a szélessáv és a jó linearitás hagyományos követelményei mellett számos további követelmény is van. Néha lehet hallani, hogy otthoni használatra elegendő egy 20-35 watt erősítő teljesítmény. Ha beszélgetünk az átlagos teljesítményről, akkor ez az állítás igaz. De egy valódi zenei jel csúcsteljesítményszintje az átlag 10-20-szorosa is lehet. Ezért egy ilyen jel torzításmentes reprodukálásához 20 W átlagos teljesítmény mellett 200 W nagyságrendű PA teljesítményre van szükség. Itt van például az erősítő szakértői értékelésének kimenete: " Az egyetlen megjegyzés a nagy ütős hangszerek hangjának elégtelen hangereje volt, ami az erősítő elégtelen kimeneti teljesítményével magyarázható (120 watt csúcs 4 ohmos terhelésbe).»
Az akusztikus rendszerek (AS) összetett terhelést jelentenek, és nagyon összetett impedancia-frekvencia-mintázattal rendelkeznek. Egyes frekvenciákon a névleges érték 3-4-szerese is lehet. A PA-nak képesnek kell lennie torzítás nélkül működni ilyen kis ellenállású terhelés mellett. Például, ha a hangszórórendszer névleges impedanciája 4 ohm, akkor a PA-nak normál esetben 1 ohm ellenállású terhelésen kell működnie. Ez nagyon nagy kimeneti áramokat igényel, amit az erősítő tervezésénél figyelembe kell venni. A leírt erősítő megfelel ezeknek a követelményeknek.
A közelmúltban az erősítő optimális kimeneti impedanciájának témája gyakran szóba került a hangsugárzók torzításának minimalizálása szempontjából. Ez a téma azonban csak az aktív hangszórók tervezésénél releváns. A passzív hangszórók keresztező szűrőit arra alapozták, hogy a jelforrásnak elhanyagolható kimeneti impedanciája lesz. Ha a PA-nak nagy a kimeneti impedanciája, akkor az ilyen hangszórók frekvenciamenete erősen torz lesz. Ezért nincs más hátra, mint egy kis kimeneti impedancia biztosítása a PA számára.
Látható, hogy az UM új fejlesztései elsősorban a költségcsökkentés, a kivitel gyárthatóságának javítása, a kimenő teljesítmény növelése, a hatékonyság növelése, a fogyasztói minőségek javítása útján haladnak. Ez a cikk a mikrokontroller vezérlőrendszerének köszönhetően megvalósított szolgáltatási funkciókra összpontosít.
Az erősítő MIDI tokban készül, méretei 348x180x270 mm, súlya kb. 20 kg. A beépített mikrokontroller lehetővé teszi az erősítő IR távirányítóval történő vezérlését (megosztva az előerősítővel). Emellett a mikrokontroller méri és jelzi az átlagos és kvázi csúcsteljesítményt, a radiátorok hőmérsékletét, időzítős lekapcsolást valósít meg és kezeli a vészhelyzeteket. Az erősítő védelmi rendszere, valamint a be- és kikapcsolás vezérlés egy mikrokontroller közreműködésével valósul meg. Az erősítő külön készenléti tápegységgel rendelkezik, amely lehetővé teszi, hogy a fő tápegységek kikapcsolásakor "STANDBY" üzemmódban legyen.
A leírt erősítő neve NSM (National Sound Machines), PA-9000 modell, mivel az eszköz neve része a tervezésnek, és jelen kell lennie. Megvalósított készlet a szervizfunkciók bizonyos esetekben redundánsak lehetnek, ilyen helyzetekre fejlesztették ki az erősítő „minimalista” változatát (PA-2020 modell), amelynek csak egy bekapcsológombja és egy kétszínű LED van az előlapon, és a beépített -in mikrokontroller csak a be- és kikapcsolási folyamatot vezérli, kiegészíti a rendszer védelmét és biztosítja a "STANDBY" mód távvezérlését.
Az erősítő összes kezelőszerve és jelzője az előlapon található. Neki kinézetábra pedig a kezelőszervek rendeltetését mutatja. 2:
Rizs. 2. Az erősítő előlapja.
| 1 - LED külső fogyasztók bekapcsolásához EXT | 9 - mínusz gomb |
| 2 - DUTY készenléti bekapcsolás LED | 10 - PEAK csúcsteljesítményt jelző gomb |
| 3 - STANDBY kapcsoló gomb | 11 - IDŐZÍTŐ jelzőgomb |
| 4 - gomb a POWER teljes kikapcsolásához | 12 - hőmérséklet kijelző gomb°C |
| 5 - LED a fő tápfeszültség bekapcsolásához MAIN | 13 - plusz gomb |
| 6 - LED a normál működéshez OPERATE | 14 - bal csatorna hiba LED FAIL L |
| 7 - terhelés engedélyező LED LOAD | 15 - jobb csatorna hiba LED FAIL R |
| 8 - kijelző |
Bekapcsológomb biztosítja az erősítő teljes leválasztását a hálózatról. Ez a gomb fizikailag csak a készenléti áramforrást választja le a hálózatról, ennek megfelelően kis áramerősségre is tervezhető. A fő áramforrásokat relék kapcsolják be, amelyek tekercseit egy készenléti forrás táplálja. Ezért a „POWER” gomb kikapcsolásakor garantáltan minden erősítő áramkör feszültségmentes lesz.
Amikor bekapcsolja a "POWER" gombot, az erősítő teljesen bekapcsol. A bekapcsolási folyamat a következő: a készenléti forrás azonnal bekapcsol, amint azt a „DUTY” készenléti bekapcsolás LED jelzi. A mikrokontroller alaphelyzetbe állításához szükséges idő elteltével a tápfeszültség bekapcsol a külső aljzatokon, és kigyullad az „EXT” LED. Ezután a „MAIN” LED világít, és megtörténik a fő források bekapcsolásának első szakasza. Kezdetben a főtranszformátorokat korlátozó ellenállásokon keresztül kapcsolják be, amelyek megakadályozzák a kezdeti bekapcsolási áramot a kisütt szűrőkondenzátorok miatt. A kondenzátorok fokozatosan töltődnek, és amikor a mért tápfeszültség eléri a beállított küszöbértéket, a korlátozó ellenállások kikerülnek az áramkörből. Ezzel egyidejűleg az "OPERATION" LED világít. Ha a megadott idő alatt a tápfeszültség nem érte el a beállított küszöböt, akkor az erősítő bekapcsolási folyamata megszakad és a riasztási jelzés bekapcsol. Ha a fő források felvétele sikeres volt, akkor a mikrokontroller ellenőrzi a védelmi rendszer állapotát. Vészhelyzetek hiányában a mikrokontroller lehetővé teszi a terhelésrelé bekapcsolását és a „LOAD” LED világít.
STANDBY gomb készenléti módot kezel. A gomb rövid megnyomásával az erősítő készenléti módba kerül, vagy éppen ellenkezőleg, bekapcsolja az erősítőt. A gyakorlatban szükség lehet a külső aljzatok bekapcsolására, így a PA készenléti módban marad. Erre például akkor van szükség, ha hangfelvételt hallgat sztereó telefonokon, vagy ha hangvezérlés nélkül szinkronizál. A külső aljzatok egymástól függetlenül ki- és bekapcsolhatók a "STANDBY" gomb hosszú (hangjelzésig) megnyomásával. Annak az opciónak, amikor a PA be van kapcsolva és az aljzatok ki vannak kapcsolva, nincs értelme, ezért nincs megvalósítva.
Az előlapon 4 számjegyű digitális található kijelzőés 5 kijelzővezérlő gomb. A kijelző a következő üzemmódokban működhet (3a. ábra):
- Tiltva
- átlagos kimeneti teljesítmény [W]
- kvázi csúcs kimeneti teljesítmény jelzése
- időzítő állapotjelző [M]
- radiátorok hőmérséklet kijelzése [°C]
Rizs. 3. Kijelzési lehetőségek.
PEAK gomb bekapcsolja a kimeneti teljesítmény kijelzését, és vált az átlagos/kvázi csúcsteljesítmény között. A kimeneti teljesítmény jelzési módban a „W” világít a kijelzőn, és a „PEAK” is világít a kvázi csúcsteljesítmény esetén. A kimenő teljesítmény wattban, 0,1 watt felbontással jelenik meg. A mérés a terhelési áram és feszültség szorzásával történik, így a leolvasások a terhelési ellenállás bármely megengedett értékére érvényesek. Tartsa lenyomva a PEAK gombot, amíg egy hangjelzés ki nem kapcsolja a kijelzőt. A kijelző kikapcsolása, valamint a különböző megjelenítési módok közötti váltás zökkenőmentesen történik (egyik kép „átfolyik” a másikba). Ez a hatás szoftverben valósul meg.
TIMER gomb megjeleníti az időzítő aktuális állapotát, miközben az "M" betű világít. Az időzítő lehetővé teszi, hogy beállítsa azt az időintervallumot, amely után az erősítő készenléti állapotba kerül, és a külső aljzatok kikapcsolnak. Meg kell jegyezni, hogy ennek a funkciónak a használatakor a komplexum többi összetevőjének lehetővé kell tennie az áramellátást "menet közben". Tuner és CD-lejátszó esetében ez általában elfogadható, de egyes kazettás magnóknál előfordulhat, hogy kikapcsolt állapotban az LPM nem lép „STOP” módba. Ezeknél a deckeknél elfogadhatatlan a tápfeszültség kikapcsolása lejátszás vagy felvétel közben. Az ilyen deckek azonban rendkívül ritkák a márkás készülékek között. Éppen ellenkezőleg, a legtöbb fedélzeten van egy „Timer” kapcsoló, amelynek 3 állása van: „Off”, „Record” és „Play”, amely lehetővé teszi a lejátszási vagy felvételi mód azonnali bekapcsolását egy egyszerű tápegységgel. Ezeket a módokat úgy is kikapcsolhatja, hogy egyszerűen eltávolítja a tápellátást. Az erősítő időzítője a következő intervallumokra programozható (3b. ábra): 5, 15, 30, 45, 60, 90 és 120 perc. Ha az időzítőt nem használja, akkor "OFF" állapotba kell állítani. Az áramellátás bekapcsolása után azonnal ebben az állapotban van.
Az időzítő intervallum be van állítva "+" és "-" gombok időzítő megjelenítési módban. Ha az időzítő be van kapcsolva, a kijelzőn mindig világít az IDŐZÍTŐ LED, az időzítő jelzés bekapcsolása pedig az aktuális aktuális állapotot mutatja, pl. hány perc van hátra a leállításig. Ilyen helyzetben az intervallum meghosszabbítható a "+" gomb megnyomásával.
"°C" gomb bekapcsolja a radiátorok hőmérsékletének kijelzését, miközben a "°C" szimbólum világít. Minden radiátorra külön hőmérő van felszerelve, de a maximális hőmérsékleti érték megjelenik a kijelzőn. Ugyanazokat a hőmérőket használják a ventilátor szabályozására és az erősítő kimeneti tranzisztorainak hővédelmére.
Mert hibajelzés Az előlapon két LED található: „FAIL LEFT” és „FAIL RIGHT”. Amikor a védelem az egyik PA csatornában kiold, a megfelelő LED világít, és a kijelzőn megjelenik a baleset okának betűjeles neve (3c. ábra). Ebben az esetben az erősítő készenléti üzemmódba kerül. Az erősítőnek van a következő típusok védelem:
- végfok túláramvédelem
- kimeneti DC védelem
- tápfeszültség meghibásodás elleni védelem
- veszteség elleni védelem hálózati feszültség
- védelem a kimeneti tranzisztorok túlmelegedése ellen
A PA kimeneti feszültség 2 V-nál nagyobb egyenáramú komponensére reagál. Védi a hangszórókat, hardveresen is megvalósítva. A kijelzőn „dcF”-ként jelenik meg.
Reagál bármely kar tápfeszültségének egy meghatározott szint alá csökkenésére. A tápfeszültségek szimmetriájának jelentős megsértése állandó komponens megjelenését okozhatja a PA kimenetén, ami veszélyes az AU-ra. A kijelzőn "UF" jelenik meg.
Egymás után több periódusos hálózati feszültség kiesésére reagál. Ennek a védelemnek az a célja, hogy lekapcsolja a terhelést, mielőtt a tápfeszültség leesik és a tranziens megkezdődik. Hardverben megvalósítva a mikrokontroller csak az állapotát olvassa. "prF"-ként jelenik meg.
túlmelegedés elleni védelem A kimeneti tranzisztorok szoftverben vannak megvalósítva, a radiátorokra szerelt hőmérőkből származó információkat használnak fel. A kijelzőn "tF" jelzés látható.
Az UM-nak megvan a képessége távirányító . Mivel nem kötelező egy nagy szám vezérlőgombok, ugyanaz a távirányító használható, mint az előerősítő vezérléséhez. Ez a távirányító az RC-5 szabvány szerint működik, és három gombbal rendelkezik, amelyeket kifejezetten a PA vezérlésére terveztek. A "STANDBY" gomb teljesen megismétli az előlapon található hasonló gombot. A „DISPLAY” gomb lehetővé teszi a gyűrű körüli megjelenítési mód átváltását (3a. ábra). Tartsa lenyomva a DISPLAY gombot, amíg egy hangjelzés ki nem kapcsolja a kijelzőt. A "MODE" gomb lehetővé teszi az időzítő időintervallumának megváltoztatását (3b. ábra), pl. a "+" és a "-" gombokat helyettesíti.
Tovább hátsó panel erősítő (4. ábra) beépített aljzatok, amelyek a komplexum többi elemének táplálására szolgálnak. Ezek az aljzatok független lekapcsolással rendelkeznek, amely lehetővé teszi a teljes komplexum feszültségmentesítését a távirányítóról.
Rizs. 4. Az erősítő hátlapja.
Amint azt korábban megjegyeztük, Nyikolaj Szuhov UMZCH VV áramköre, amely leírása a. A nagy hűségű PA felépítésének alapelveit a cikk tartalmazza. kördiagramm erősítő alaplapábrán látható. 5.
szélesség=710>
Rizs. 5. Az erősítő alaplapjának elvi rajza.
Az erősítőn kisebb változtatások történtek az eredeti kialakításhoz képest. Ezek a változtatások nem alapvetőek, és alapvetően átmenetet jelentenek egy újabb elembázisra.
Megváltozott nyugalmi áram hőmérséklet-stabilizáló áramkör. Az eredeti kialakításban a kimeneti tranzisztorokkal együtt egy tranzisztort szereltek fel a radiátorokra - egy hőmérséklet-érzékelőt, amely beállította a kimeneti fokozat előfeszítő feszültségét. Ebben az esetben csak a kimeneti tranzisztorok hőmérsékletét vettük figyelembe. De a terminális tranzisztorok hőmérséklete a rajtuk eloszlatott meglehetősen nagy teljesítmény miatt is jelentősen megnőtt működés közben. Tekintettel arra, hogy ezeket a tranzisztorokat kisméretű, egyedi hűtőbordákra szerelték fel, a hőmérsékletük meglehetősen drasztikusan ingadozhat, például a teljesítmény disszipáció változása vagy akár külső légáram hatására. Ez a nyugalmi áramban ugyanolyan éles ingadozásokhoz vezetett. Igen, és a PA bármely más eleme működés közben nagyon felforrósodhat, mivel egy esetben vannak hőforrások (kimeneti tranzisztorok radiátorai, transzformátorok stb.). Ez vonatkozik a legelső kompozit emitter követő tranzisztorokra is, amelyeknek egyáltalán nem volt hűtőbordája. Ennek eredményeként a nyugalmi áram többszörösére nőhet, ha a PA melegítik. A probléma megoldását Alekszej Belov javasolta.
Általában a PA kimeneti fokozatok nyugalmi áramának hőmérséklet-stabilizálására a következő sémát alkalmazzák (6a. ábra):
Rizs. 6. A nyugalmi áram hőmérséklet-stabilizálásának sémája.
Az előfeszítő feszültséget az A és B pontra kapcsoljuk. Kétterminális hálózaton van kiosztva, amely egy VT1 tranzisztorból és R1, R2 ellenállásokból áll. A kezdeti előfeszítési feszültséget az R2 ellenállás állítja be. A VT1 tranzisztort általában VT6, VT7 közös radiátorra szerelik. A stabilizálás a következőképpen történik: amikor a VT6, VT7 tranzisztorokat felmelegítik, az alap-emitter csökkenése csökken, ami rögzített előfeszítési feszültség mellett a nyugalmi áram növekedéséhez vezet. De ezekkel a tranzisztorokkal együtt a VT1 is felmelegszik, ami a feszültségesés csökkenését okozza a kétterminális hálózaton, pl. nyugalmi áram csökkenése. Ennek a sémának az a hátránya, hogy a kompozit emitterkövetőben lévő fennmaradó tranzisztorok csatlakozási hőmérsékletét nem veszik figyelembe. Ennek figyelembevételéhez ismerni kell az összes tranzisztor csatlakozási hőmérsékletét. A legegyszerűbb módja az, hogy ugyanolyan legyen. Ehhez elegendő a kompozit emitterkövetőben lévő összes tranzisztort egy közös radiátorra felszerelni. Ugyanakkor egy olyan nyugalmi áram eléréséhez, amely nem függ a hőmérséklettől, a kompozit emitter követő előfeszítő feszültségének ugyanolyan hőmérsékleti együtthatóval kell rendelkeznie, mint hat sorba kapcsolt p-n átmeneté. Hozzávetőlegesen feltételezhetjük, hogy a p-n átmeneten az előremenő feszültségesés lineárisan csökken egy K együtthatóval, amely megközelítőleg 2,3 mV/°C. Kompozit emitterkövető esetén ez az együttható 6 * K. Az előfeszítési feszültség ilyen hőmérsékleti együtthatójának biztosítása egy kétterminális hálózat feladata, amely az A és B pontok közé csatlakozik. A 6a hőmérsékleti együtthatója (1+R2/R1)*K. Amikor az R2 ellenállás beállítja a nyugalmi áramot, a hőmérsékleti együttható is megváltozik, ami nem teljesen helyes. A legegyszerűbb gyakorlati megoldás az ábrán látható áramkör. 6b. Ebben az áramkörben a hőmérsékleti együttható (1 + R3 / R1) * K, és a kezdeti nyugalmi áramot az R2 ellenállás csúszkájának helyzete határozza meg. A diódával söntött R2 ellenálláson kialakuló feszültségesés szinte állandónak tekinthető. Ezért a kezdeti nyugalmi áram beállítása nem befolyásolja a hőmérsékleti együtthatót. Egy ilyen áramkörrel, amikor a PA felmelegszik, a nyugalmi áram legfeljebb 10-20% -kal változik. Ahhoz, hogy a kompozit emitterkövető összes tranzisztorja közös hűtőbordára kerüljön, hűtőbordára szerelhető csomagokkal kell rendelkeznie (a TO-92-es tokozású tranzisztorok nem alkalmasak). Ezért más típusú tranzisztorokat használnak a PA-ban, ugyanakkor modernebbeket.
Az erősítő áramkörben (5. ábra) a nyugalmi áram kétpólusú hőmérséklet-stabilizálását a C12 kondenzátor söntöli. Ez a kondenzátor opcionális, bár ez sem árt. A helyzet az, hogy a kompozit emitter követő tranzisztorainak alapjai között előfeszítő feszültséget kell biztosítani, amelynek állandónak kell lennie a kiválasztott nyugalmi áramhoz, és nem függhet az erősített jeltől. Röviden, a feszültség változó összetevője a kétvégű hálózaton, valamint az R26 és R29 ellenállásokon (5. ábra) nullával kell, hogy legyen. Ezért ezek az elemek kondenzátorokkal söntölhetők. De a kétterminális hálózat alacsony dinamikus ellenállása, valamint ezen ellenállások alacsony ellenállási értéke miatt a sönt kapacitások jelenléte nagyon gyenge hatással van. Ezért ezek a kapacitások nem szükségesek, különösen azért, mert az R26 és R29 tolatásához ezek értékének meglehetősen nagynak kell lennie (körülbelül 1 μF, illetve 10 μF).
Kimeneti tranzisztorok A PA-t a KT8101A, KT8102A tranzisztorok váltották fel, amelyeknek nagyobb az áramátviteli együttható vágási frekvenciája. Erőteljes tranzisztorokban az áramátviteli együttható csökkenésének hatása a kollektoráram növekedésével meglehetősen hangsúlyos. Ez a hatás rendkívül nem kívánatos a PA számára, mivel itt a tranzisztoroknak nagy kimeneti árammal kell működniük. Az áramátviteli együttható modulációja az erősítő kimeneti fokozatának linearitásának jelentős romlásához vezet. Ennek a hatásnak a végfokozatban való hatásának csökkentése érdekében két tranzisztort párhuzamosan csatlakoztatnak (és ez a minimum, amit megengedhet magának).
Ha a tranzisztorokat párhuzamosan kapcsolják, külön emitter ellenállásokat használnak, hogy csökkentsék a paraméterek terjedésének hatását és kiegyenlítsék az üzemi áramokat. A túláramvédelmi rendszer normál működéséhez hozzáadtak egy áramkört a VD9 - VD12 diódák maximális feszültségértékének kiemelésére (5. ábra), mivel most nem két, hanem négy emitterről kell eltávolítani a cseppet. ellenállások.
Egyéb tranzisztorok egy kompozit emitter követő a KT850A, KT851A (TO-220 csomag) és a KT940A, KT9115A (TO-126 csomag). A nyugalmi áram stabilizálására szolgáló áramkörben KT973A (TO-126 csomag) kompozit tranzisztort használnak.
Készült és cserélt OU a modernebbekre. Az U1 fő műveleti erősítőt az AD744 váltotta fel, amely jobb teljesítményt és jó linearitást mutat. Az U2 op-amp, amely a nulla potenciálú karbantartási áramkörben működik az UMZCH kimeneten, az OP177-re cserélték, amelynek alacsony nulla-eltolása van (legfeljebb 15 mikrovolt). Ez lehetővé tette az előfeszítés-beállító trimmer elhagyását. Meg kell jegyezni, hogy az AD744 áramkör miatt az U2 műveleti erősítőnek a tápfeszültséghez közeli kimeneti feszültséget kell biztosítania (az AD744 műveleti erősítő 8-as érintkezője az állandó feszültség szempontjából csak két p-n csomópont). Ezért nem minden típusú precíziós műveleti erősítő fér bele. BAN BEN végső megoldás, a műveleti erősítő kimenetéről -15 V-ra felhúzó ellenállást lehet alkalmazni. Az AC vezeték impedancia kompenzációs áramkörében működő U3 műveleti erősítőt az AD711 váltotta fel. Ennek a műveleti erősítőnek a paraméterei nem olyan kritikusak, ezért egy olcsó, kellő sebességű és meglehetősen alacsony nulla eltolású műveleti erősítőt választottak.
Az áramkörhöz R49 - R51, R52 - R54 és R47, R48 ellenállásosztókat adnak, amelyek a teljesítménymérő áramkör áram- és feszültségjeleinek eltávolítására szolgálnak.
Megváltozott megvalósítás földelő áramkörök. Mivel az erősítő minden csatornája teljesen egyetlen kártyára van szerelve, nincs szükség több földelővezetékre, amelyeket a ház egy pontjára kell csatlakoztatni. A speciális PCB topológia csillag alakú földelést biztosít. A földcsillag egy vezetékkel csatlakozik az áramforrás közös kivezetéséhez. Megjegyzendő, hogy egy ilyen topológia csak a bal és a jobb csatornák teljesen különálló tápellátására alkalmas.
BAN BEN eredeti séma erősítő AC visszacsatoló hurok átível és relé érintkezők amelyek összekötik a terhelést. Ezt az intézkedést azért hozták, hogy csökkentsék az érintkezők nemlinearitásának hatását. Ebben az esetben azonban problémák léphetnek fel az állandó komponens védelmének működésében. Az a tény, hogy az erősítő bekapcsolásakor a terhelésrelé bekapcsolása előtt tápellátást kap. Ekkor a PA bemeneten jel lehet, és az erősítő erősítése a visszacsatoló hurok megszakadása miatt nagyon nagy. Ebben az üzemmódban a PA korlátozza a jelet, és az eltolási feszültség kompenzáló áramkör általában nem tud nulla egyenáram értéket fenntartani a PA kimeneten. Ezért még a terhelés csatlakoztatása előtt kiderülhet, hogy a PA kimenetén állandó komponens van, és akkor a védelmi rendszer működik. Ezt a hatást nagyon könnyű kiküszöbölni, ha váltóérintkezős reléket használ.
Az alaphelyzetben zárt érintkezőknek ugyanúgy kell zárniuk a visszacsatoló hurkot, mint a normál nyitottaknak. Ebben az esetben a relé aktiválásakor a visszacsatolás csak nagyon rövid időre szakad meg, ezalatt minden reléérintkező nyitva van. Ezalatt az állandó komponens viszonylag inerciális védelmének nincs ideje működni. ábrán. A 7. ábra a relé kapcsolási folyamatát mutatja digitális oszcilloszkóppal. Mint látható, 4 ms-mal a relé tekercsére való feszültség adása után az alaphelyzetben zárt érintkezők kinyílnak. Körülbelül 3 ms elteltével az alaphelyzetben nyitott érintkezők bezáródnak (észrevehető visszapattanással, amely körülbelül 0,7 ms-ig tart). Így az érintkezők körülbelül 3 ms-ig "repülésben" vannak, erre az időre megszakad a visszacsatolás.
Rizs. 7. AJS13113 relé kapcsolási folyamata.
Védelmi rendszer teljesen újratervezve (8. ábra). Most a főtáblára került. Így minden csatornának megvan a sajátja független rendszer. Ez némileg redundáns, de minden alaplap teljesen autonóm, és egy komplett mono erősítő. A védelmi funkciók egy részét a mikrokontroller látja el, de a megbízhatóság növelése érdekében ezek megfelelő készletét hardverben implementálják. Az erősítőlap elvileg mikrokontroller nélkül is működhet. Mivel a PA-nak külön készenléti tápegysége van, a védelmi áramkört ez táplálja (+12V szint). Ez kiszámíthatóbbá teszi a védelmi áramkör viselkedését az egyik fő áramforrás meghibásodása esetén.
szélesség=710>
A kép nem fér el az oldalra, ezért tömörített!
A teljes megtekintéséhez kattintson a gombra.
Rizs. 8. Erősítő védelmi áramkör.
Túlfeszültség védelem tartalmazza a VT3, VT4 tranzisztorokra szerelt triggert (5. ábra), amely a VT13 tranzisztor kinyitásakor bekapcsol. A VT13 jelet kap az áramérzékelőtől, és akkor nyílik meg, ha az áram eléri az R30 hangolóellenállással beállított értéket. A trigger kikapcsolja a VT5, VT6 áramgenerátorokat, ami a kompozit emitter követő összes tranzisztorának reteszeléséhez vezet. A kimeneti feszültség nulla marad ebben az üzemmódban az R27 ellenállás segítségével (5. ábra). Ezenkívül a trigger állapotát a VD13, R63 láncon keresztül olvassa be (8. ábra), és amikor bekapcsol, az U4D logikai elem bemenetein alacsony logikai szintet állítanak be. A VT24 tranzisztor nyitott kollektoros kimenetet biztosít az IOF (I Out Fail) jelhez, amelyet a mikrokontroller lekérdez.
DC védelem VT19 - VT22 tranzisztorokon és U4B, U4A logikai elemeken valósul meg. Az erősítő kimenetéről az R57, R59 osztón keresztül érkező jelet az R58C23 aluláteresztő szűrőre táplálják körülbelül 0,1 Hz vágási frekvenciával, amely kiválasztja a jel állandó összetevőjét. Ha megjelenik egy állandó pozitív polaritású komponens, akkor a VT19 tranzisztor kinyílik, az OE áramkör szerint csatlakoztatva. Ő viszont kinyitja a VT22 tranzisztort, és az U4B logikai elem bemenetein magas logikai szint jelenik meg. Ha megjelenik egy állandó negatív polaritású komponens, akkor a VT21 tranzisztor, amely az ABOUT-hoz van csatlakoztatva, megnyílik. Az ilyen aszimmetria kényszerintézkedés, amely a védelmi áramkör egypólusú tápellátásához kapcsolódik. Az áramátviteli együttható növelése érdekében a VT21, VT20 (BE - OK) tranzisztorok cascode kapcsolását használják. Továbbá, mint az első esetben, a VT22 tranzisztor kinyílik stb. Az U4A logikai elem kimenetére egy VT23 tranzisztor csatlakozik, amely nyitott kollektoros kimenetet biztosít a DCF (DC Fail) jel számára.
Áramkimaradás elleni védelem segéd-egyenirányítót (13. ábra) tartalmaz VD1, VD2 (VD3, VD4), amely nagyon kis időállandójú simítószűrővel rendelkezik. Ha egymás után több periódusos hálózati feszültség esik ki, az egyenirányító kimeneti feszültsége leesik, és az U4C logikai elem bemenetei (8. ábra) logikailag alacsony szintre kerülnek.
A fent leírt három védelmi áramkör logikai jelei az U5C "OR" elemre kerülnek, amelynek kimenetén bármely áramkör kioldása esetén alacsony logikai szint jön létre. Ebben az esetben a C24 kondenzátor a VD17 diódán keresztül kisül, és az U5B logikai elem bemenetein (szintén az U5A kimenetén) alacsony logikai szint jelenik meg. Ez a VT27 tranzisztor bezárásához és a K1 relé kikapcsolásához vezet. Az R69C24 lánc minimális bekapcsolási késleltetést biztosít arra az esetre, ha a mikrokontroller valamilyen okból nem generál kezdeti késleltetést. A VT25 tranzisztor nyitott kollektoros kimenetet biztosít az OKL (OK bal) vagy OKR (OK jobb) jelhez. A mikrokontroller letilthatja a relét. Ehhez egy VT26 tranzisztor van telepítve. Ez a képesség szükséges a megvalósításhoz szoftveres védelem túlmelegedés ellen, a relé szoftveres késleltetett bekapcsolása, valamint a bal és jobb csatorna védelmi rendszerei működésének szinkronizálása.
A mikrokontroller kölcsönhatása a hardvervédelmi áramkörrel a következőket: az erősítő bekapcsolásakor, miután a tápfeszültség elérte a névleges értéket, a mikrokontroller lekérdezi a hardvervédelem OKL és OKR készenléti jeleit. A relé bekapcsolását mindvégig a mikrokontroller tiltja, ha az ENB (Engedélyezés) jelet magas logikai szinten tartja. Amint a mikrokontroller készenléti jeleket kap, késleltetést generál, és lehetővé teszi a relé bekapcsolását. Az erősítő működése közben a mikrokontroller folyamatosan figyeli a készenléti jelet. Az egyik csatorna ilyen jelének elvesztése esetén a mikrokontroller eltávolítja az ENB jelet, így mindkét csatornában kikapcsolja a relét. Ezután lekérdezi a biztonsági állapotjeleket, hogy azonosítsa a csatornát és a biztonság típusát.
túlmelegedés elleni védelem teljes mértékben szoftveresen implementálva. A radiátorok túlmelegedése esetén a mikrokontroller eltávolítja az ENB jelet, ami miatt a terhelésrelé kikapcsol. A hőmérséklet méréséhez minden radiátorhoz egy Dallas DS1820 hőmérő van rögzítve. A védelem akkor lép működésbe, ha a radiátorok hőmérséklete eléri az 59,8 °C-ot. Valamivel korábban, 55,0 °C hőmérsékleten megjelenik egy előzetes túlmelegedési üzenet a kijelzőn - a radiátorok hőmérséklete automatikusan megjelenik. Újraengedélyezés Az erősítő automatikusan aktiválódik, ha a radiátorok lehűlnek 35,0 °C-ra. A radiátorok magasabb hőmérsékletén történő bekapcsolása csak manuálisan lehetséges.
Az erősítőház belsejében lévő elemek hűtési körülményeinek javítására egy kis méretű ventilátor amely a hátlapon található. A számítógép processzorának hűtésére egy kefe nélküli egyenáramú motorral ellátott, 12 V névleges tápfeszültségű ventilátort használnak. Mivel a ventilátor működése közben némi zaj keletkezik, ami a szünetekben is észrevehető, ezért egy meglehetősen összetett vezérlési algoritmust alkalmaznak. Amikor a radiátorok hőmérséklete eléri a 45,0 °C-ot, a ventilátor működni kezd, és amikor a radiátorok lehűlnek 35,0 °C-ra, a ventilátor kikapcsol. Ha a kimeneti teljesítmény kisebb, mint 2 W, a ventilátor működése tilos, így annak zaja nem észlelhető. A ventilátor időszakos be- és kikapcsolásának elkerülése érdekében, amikor a kimeneti teljesítmény a küszöbérték közelében ingadozik, a ventilátor minimális kikapcsolási ideje szoftveresen 10 másodpercre van korlátozva. Ha a radiátorok hőmérséklete 55,0 °C és magasabb, akkor a ventilátor lekapcsolás nélkül működik, mivel ez a hőmérséklet közel van a vészhőmérséklethez. Ha a ventilátor bekapcsol, miközben az erősítő működik, akkor a „STANDBY” üzemmódba lépéskor, ha a radiátorok hőmérséklete 35,0 °C felett van, a ventilátor nulla kimeneti teljesítmény mellett is tovább működik. Ez lehetővé teszi az erősítő gyors lehűlését.
Tápfeszültség meghibásodás elleni védelem teljesen szoftveresen is megvalósítva. A mikrokontroller az ADC segítségével figyeli az erősítő mindkét csatornájának tápfeszültségét. Ezt a feszültséget a processzor az alaplapokról az R55, R56 ellenállásokon keresztül kapja (8. ábra).
A fő áramforrások bevonása lépésenként történik. Erre azért van szükség, mert az egyenirányítók terhelése teljesen lemerült szűrőkondenzátorok, és éles bekapcsolással erős áramlökés következik be. Ez a túlfeszültség veszélyes az egyenirányító diódákra, és kiolvadhat a biztosítékok. Ezért az erősítő bekapcsolásakor először a K2 relé záródik (12. ábra), és a transzformátorok az R1 és R2 korlátozó ellenállásokon keresztül csatlakoznak a hálózathoz. Ekkor a mért tápfeszültségek küszöbértéke szoftveresen ±38 V-ra van állítva, ha ezt a feszültségküszöböt nem éri el a beállított időn belül, a kapcsolási folyamat megszakad. Ez akkor fordulhat elő, ha az erősítő áramkör által felvett áram jelentősen megnő (az erősítő megsérül). Ebben az esetben az "UF" tápellátási hiba jelzése bekapcsol.
Ha elérjük a ±38 V-os küszöböt, akkor aktiválódik a K3 relé (12. ábra), amely kizárja az ellenállásokat a fő transzformátorok primer áramköreiből. Ezután a küszöbérték ±20 V-ra csökken, és a mikrokontroller továbbra is figyeli a tápfeszültségeket. Ha az erősítő működése közben a tápfeszültség ± 20 V alá csökken, a védelem aktiválódik és az erősítő kikapcsol. A küszöbérték csökkentése normál üzemben szükséges, hogy a tápfeszültség terhelés alatti "lehúzása" során ne forduljon elő téves védelmi működés.
kördiagramm processzor kártyákábrán látható. 9. A processzor alapja az Atmel AT89C51 típusú U1 mikrokontroller, amely 12 MHz órajelen működik. A rendszer megbízhatóságának növelésére az U2 felügyelőt alkalmazták, amely beépített watchdog időzítővel és teljesítményfigyelővel rendelkezik. A watchdog időzítő visszaállításához külön WD vonalat használnak, amelyen a periodikus jel. A program úgy van megtervezve, hogy ez a jel csak akkor legyen jelen, ha az időzítő megszakításkezelő és a fő programhurok fut. Ellenkező esetben a watchdog időzítő visszaállítja a mikrokontrollert.
szélesség=710>
A kép nem fér el az oldalra, ezért tömörített!
A teljes megtekintéséhez kattintson a gombra.
Rizs. 9. A processzorlap sematikus diagramja.
A kijelző 8 bites buszon keresztül csatlakozik a processzorhoz (XP4 - XP6 csatlakozók). A kijelzőkártya regisztereinek kapuzására a C0..C4 jeleket használjuk, amelyeket az U4 címdekóder generál. Az U3 regiszter a cím alsó bájtjának reteszelője, csak az A0, A1, A2 biteket használják. A cím magas bájtját egyáltalán nem használják, ami lehetővé tette a P2 port felszabadítását más célokra.
A vezérlőgombok megnyomásakor a rendszer programozottan generál hangjelzéseket. Ehhez a BPR vonalat használják, amelyre a VT1 tranzisztoros kapcsoló csatlakozik, a HA1 dinamikus emitterre terhelve.
A bal és jobb oldali csatorna alaplapja az XP1, illetve XP2 csatlakozók segítségével csatlakozik a processzorlaphoz. Ezek a csatlakozók látják el a processzort az IOF túláramvédelemmel és a DCF kimeneti védelmi állapotjelekkel a DCF erősítő számára. Ezek a jelek közösek a bal és a jobb csatornában, kombinálásuk a nyitott kollektoros védőáramkör kimeneteinek köszönhetően lehetséges. Az OKL és az OKR védelmi készenléti jelek csatornánként vannak elválasztva, így a processzor azonosítani tudja azt a csatornát, amelyen a védelmi áramkör kioldott. Az ENB jel, amely a processzortól a védelmi rendszerhez érkezik, lehetővé teszi a terhelésrelé bekapcsolását. Ez a jel közös a két csatornában, ami automatikusan szinkronizálja a két relé működését.
A TRR és TRL vonalak a jobb, illetve a bal csatornás radiátorokra szerelt hőmérők leolvasására szolgálnak. A hőmérőkkel mért hőmérséklet megjeleníthető a kijelzőn, ha a megfelelő kijelzési mód engedélyezett. Megjelenik a bal és a jobb oldali csatorna maximális hőmérsékleti értéke. A mért értéket a túlmelegedés elleni védelem szoftveres megvalósítására is használják.
Ezenkívül az XP1 és XP2 csatlakozók WUR, WIR, WUL és WIL jelekkel rendelkeznek, amelyeket a kimeneti teljesítménymérő áramkör használ.
A processzorlap tápellátása a készenléti forrásból az XP3 csatlakozón keresztül történik. A tápellátáshoz 4 szintet használnak: ±15 V, +12 V és +5 V. A ±15 V szintek készenléti üzemmódba kapcsolva kikapcsolnak, a fennmaradó szintek pedig mindig jelen vannak. A +5 V és +12 V szintről készenléti üzemmódban a fogyasztás minimális a fő fogyasztók szoftveres leállása miatt. Ezenkívül ezen a csatlakozón keresztül számos logikai vezérlőjel kerül a készenléti áramforrásba: PEN - vezérli a készenléti áramforrást, REX - bekapcsolja a külső aljzatok reléjét, RP1 és RP2 - bekapcsolja a fő áramforrás reléjét, VENTILÁTOR – bekapcsolja a ventilátort. Az alaplapokon elhelyezett védelmi áramköröket a processzorlap +12 V-ról, a kijelzőpanelt +5 V-ról táplálja.
A kimeneti teljesítmény mérésére és a tápfeszültség szabályozására az Analog Devices 12 bites AD7896 U6 ADC-jét használjuk. Egy ADC csatorna nem elég, ezért a bemeneten U5 kapcsolót használnak (még jobb lenne pl. AD7888 típusú 8 csatornás ADC). Az adatok soros formában kerülnek kiolvasásra az ADC-ből. Ehhez az SDATA (soros adat) és SCLK (órajel) vonalat használják. Az átalakítási folyamat a szoftver START jelével indul. A REF195 (U7) referenciaforrásként és egyben feszültségszabályozóként szolgált az ADC számára. Mivel a ±15 V-os tápfeszültség készenléti üzemmódban le van kapcsolva, az összes logikai jel R9 - R11 ellenállásokon keresztül csatlakozik az ADC-hez, amelyek korlátozzák az esetleges áramlökéseket készenléti üzemmódba és visszakapcsoláskor.
A kapcsoló nyolc bemenetéből hatot használnak: kettő teljesítmény mérésére, négy a tápfeszültség figyelésére. kívánt csatornát az AX0, AX1, AX2 címsorokon keresztül választható.
Fontolgat teljesítménymérő áramkör bal csatorna. Az alkalmazott séma biztosítja a terhelési áram és a feszültség szorzatát, így a terhelési impedancia automatikusan figyelembe veszi és a leolvasások mindig megfelelnek a terhelésben lévő valós aktív teljesítménynek. Az alaplapon elhelyezett R49 - R54 ellenállásosztókon keresztül (5. ábra) az áramérzékelők (kimeneti tranzisztorok emitterellenállásai) feszültségét az U8A differenciálerősítőre (9. ábra) táplálják, amely áramjelet ad ki. Az U8A kimenetéről az R17 trimmer ellenálláson keresztül a jel a K525PS2 típusú U9 analóg szorzó Y bemenetére kerül. A feszültségjelet egyszerűen levesszük az osztóról, és az analóg szorzó X bemenetére tápláljuk. A szorzó kimenetére egy R18C13 aluláteresztő szűrő van beépítve, amely a kvázi csúcs kimeneti teljesítménnyel arányos jelet von ki kb 10 ms integrációs idővel. Ez a jel az egyik kapcsoló bemenetre, majd az ADC-re kerül. A VD1 dióda védi a kapcsoló bemenetét a negatív feszültségtől.
A szorzók kezdeti nulla-eltolásának kompenzálására, amikor az erősítő be van kapcsolva (amikor a terhelésrelé még nincs bekapcsolva, és a kimeneti teljesítmény nulla), a nulla automatikus kalibrálási folyamat megtörténik. Mért előfeszítő feszültség at további munka levonva az ADC leolvasásából.
A bal és a jobb csatorna teljesítményét külön mérik, és a csatornák maximális értéke jelenik meg. Mivel a jelzőnek a kvázi csúcs és az átlagos kimeneti teljesítményt is meg kell jelenítenie, valamint a megjelenített értékeknek kényelmesnek kell lenniük az érzékeléshez, az ADC segítségével mért értékek szoftveres feldolgozásnak vannak kitéve. A teljesítménymérő időzítési jellemzőit az integrációs idő és a visszafutási idő jellemzi. Kvázi csúcsteljesítmény-mérő esetén az integrációs időt a hardveres szűrőáramkör állítja be, és körülbelül 10 ms. Az átlagos teljesítménymérő csak a megnövelt integrációs időben tér el, ami szoftveresen valósul meg. Az átlagos teljesítmény kiszámításakor 256 pontos mozgóátlagot használunk. A visszatérési időt mindkét esetben szoftver állítja be. Az olvasmányok leolvasásának kényelme érdekében ennek az időnek viszonylag nagynak kell lennie. Ebben az esetben a visszajelző mozgása úgy valósul meg, hogy 20 ms-onként egyszer levonjuk az aktuális teljesítménykód 1/16-át. Ezenkívül a jelzés alatt a csúcsértékeket 1,4 másodpercig tartják. Mivel az indikátorok túl gyakori frissítése rosszul érzékelhető, a frissítés 320 ms-onként megtörténik. Annak érdekében, hogy ne hagyja ki a következő csúcsot, és azt szinkronban jelenítse meg a bemeneti jellel, a leolvasások rendkívüli frissítése történik csúcs észlelésekor.
Mint fentebb említettük, a PA az előerősítővel közöst használ távirányító, amely az RC-5 szabványban működik. Az SFH-506 típusú távirányító vevőegysége a kijelzőpanelen található. A fotodetektor kimenetéről a jel a mikrokontroller SER (INT1) bemenetére kerül. Az RC-5 kód dekódolása szoftverrel történik. A használt rendszerszám 0AH, a STANDBY gomb 0CH, a DISPLAY gomb 21H, a MODE gomb 20H. Szükség esetén ezek a kódok könnyen módosíthatók, mivel egy konverziós táblázatot használnak, amely a mikrokontroller program forrásszövegének végén található.
Tovább kijelző(10. ábra) két két számjegyű hétszegmenses HG1 és HG2 LTD6610E jelző van felszerelve. Ezeket párhuzamos U1 - U4 regiszterek vezérlik. A dinamikus jelzés nem használatos, mivel ez megnövekedett zajszintet okozhat.
szélesség=710>
A kép nem fér el az oldalra, ezért tömörített!
A teljes megtekintéséhez kattintson a gombra.
Rizs. 10. A jelzőtábla sematikus diagramja.
Az U5 regiszter a LED-ek vezérlésére szolgál. Minden szegmenshez és minden LED-hez egy korlátozó ellenállás van sorba kötve. Az összes regiszter OC bemenetei kombinálva vannak, és a mikrokontroller PEN jeléhez kapcsolódnak. A regiszterek visszaállítása és inicializálása során ez a jel logikailag magas állapotban van. Ez megakadályozza, hogy a jelzés véletlenül kigyulladjon tranziensek során.
A kijelzőpanelen SB1 - SB6 vezérlőgombok is találhatók. Az adatbusz-vonalakhoz és a RET visszatérő vezetékhez csatlakoznak. A VD1 - VD6 diódák megakadályozzák rövidzárlat adatvonalak, ha két vagy több gombot egyszerre nyomnak meg. A billentyűzet pásztázásakor a mikrokontroller a P0 portot használja egyszerű kimeneti portként, és a vonalain futó nullát képez. A RET vonal lekérdezése egyidejűleg történik. Így a megnyomott gomb kódja meghatározásra kerül.
Az általános alatti mutatók mellett védőüveg beépített távirányítós U6 fotodetektor van felszerelve. A fotodetektor kimenetéről az XP6 csatlakozón keresztül érkező jel a SER (INT1) mikrokontroller bemenetére kerül.
kötelességforrás(11. ábra) 4 szintet biztosít a kimeneten: +5 V, +12 V és ±15 V. A ±15 V szintek készenléti üzemmódban le vannak tiltva. A forrás egy 50x20x25 mm-es magra tekercselt kis toroid transzformátort használ. A készenléti transzformátor nagy teljesítménytartalékkal rendelkezik, és a voltonkénti fordulatok száma nagyobb, mint a számított. Ezeknek az intézkedéseknek köszönhetően a transzformátor gyakorlatilag nem melegszik fel, ami növeli a megbízhatóságát (végül is folyamatosan működnie kell az erősítő teljes élettartama alatt). A tekercselési adatok és a huzal átmérője az ábrán látható. A feszültségstabilizátoroknak nincs jellemzője. Az U1 és U2 stabilizátor áramkörök egy kis közös radiátorra vannak felszerelve. A ±15 V-os szintek kikapcsolásához a VT1 - VT4 tranzisztorok kapcsolóit használják, amelyeket a processzorlapról érkező PEN jel vezérel.
Rizs. 11. A készenléti tápegység vázlata.
A feszültségstabilizátorok mellett a VT5 - VT12 tranzisztorok kapcsolói is fel vannak szerelve a készenléti tápegység kártyájára a relé és a ventilátor vezérléséhez. Mivel az MCS-51 család mikrokontrollerei a „Reset” jel működése közben a portok logikailag magas állapotban vannak, minden aktuátornak alacsony szinten kell bekapcsolnia. Ellenkező esetben téves pozitív eredmények lesznek a bekapcsolás pillanatában, vagy ha a watchdog időzítő kiold. Emiatt a kulcsok nem használhatók. egyetlen n-p-n OE tranzisztorok vagy ULN2003 illesztőprogram IC-k és hasonlók.
Relék, biztosítékok és korlátozó ellenállások találhatók relé tábla(12. ábra). Az összes hálózati vezeték csatlakoztatása csavaros sorkapcsokon keresztül történik. Minden fő transzformátor, terhelési transzformátor és külső aljzatblokk külön biztosítékkal rendelkezik. Biztonsági okokból a külső aljzatokat a K1 reléérintkezők két csoportja kapcsolja ki, amelyek mindkét vezetéket megszakítják. A fő transzformátoroknak van egy csapja az elsődleges tekercs közepétől. Ez a csap használható 110 V feszültség ellátására a komplexum többi elemének táplálására. Az amerikai szabványnak megfelelő készülékek valamivel olcsóbbak, mint a többrendszerűek, ezért területünkön néha megtalálhatók. A relékártyán vannak olyan pontok, ahonnan a 110 V-ot le lehet venni, de ez a feszültség az alapváltozatban nem használatos.
Rizs. 12. A relé kártya sematikus diagramja.
Blokk csatlakozási rajz bekapcsolva erősítő házábrán látható. 13. A KD2997A típusú VD5 - VD12 diódákra szerelt híd egyenirányítók a T1 és T2 fő transzformátorok szekunder tekercseire vannak csatlakoztatva. Az egyenirányítók kimenetére 100 000 uF-nál nagyobb összkapacitású szűrőkondenzátorok csatlakoznak. Erre a nagy kapacitásra az alacsony hullámosság eléréséhez és az erősítő impulzusjelek reprodukálására való képességének javításához van szükség. A szűrőkondenzátorokból a ±45 V-os tápfeszültség a főerősítő lapokra kerül. Ezenkívül vannak kis teljesítményű egyenirányítók a VD1 - VD4 diódákon, amelyek kimeneti feszültségét viszonylag kis időállandóval szűrik a C1 és C2 kondenzátorok. Az R1 és R2 ellenállásokon keresztül ezeknek a segéd-egyenirányítóknak a kimeneti feszültsége a fő erősítőlapokon összeszerelt védelmi áramkörökre kerül. Ha a hálózati feszültség több félciklusa meghibásodik, a segéd-egyenirányítók kimeneti feszültsége leesik, amit a védelmi áramkörök érzékelnek, és a terhelésrelék lekapcsolódnak. Ekkor a fő egyenirányítók kimeneti feszültsége még elég magas a nagy kondenzátorok miatt, így az erősítőben a tranziens folyamat nem indul be a terhelés bekötésekor.
szélesség=710>
A kép nem fér el az oldalra, ezért tömörített!
A teljes megtekintéséhez kattintson a gombra.
Rizs. 13. Erősítő blokkok bekötési rajza.
Teljesítményerősítő tervezéshez és elrendezés nem kevésbé fontos, mint az áramkör. A fő probléma az, hogy a kimeneti tranzisztorok hatékony hőelvezetést igényelnek. Nál nél természetes módon hűtés, ez masszív radiátorokat eredményez, amelyek szinte a fő szerkezeti elemekké válnak. Az elterjedt elrendezés, amikor a hátsó fal egyben radiátorként is szolgál, nem megfelelő, mivel akkor hátul nincs hely a szükséges kivezetések és csatlakozók felszerelésére. Ezért a leírt UM-ban a radiátorok oldalsó elhelyezésével rendelkező elrendezést választottak (14. ábra):
Rizs. 14. Általános alaprajz erősítő.
A radiátorok kissé megemelkednek (ez jól látható a 4. ábrán), ami jobb hűtést biztosít. A fő erősítő lapok a radiátorokkal párhuzamosan vannak rögzítve. Ez minimálisra csökkenti a kártya és a kimeneti tranzisztorok közötti vezetékek hosszát. Az erősítő másik dimenziós elemei a hálózati transzformátorok. Ebben az esetben két toroid transzformátort használnak, amelyeket egy közös hengeres képernyőn egymásra szerelnek. Ez a képernyő az erősítőház belső térfogatának jelentős részét foglalja el. A fő egyenirányítók egy közös radiátorra vannak felszerelve, amely függőlegesen a transzformátorok képernyője mögött helyezkedik el. A szűrőkondenzátorok az erősítő házának alján találhatók, és egy tálca fedi őket. A relé tábla is ott található. A készenléti tápegység egy speciális konzolra van felszerelve a hátsó panel közelében. A processzor és a kijelző táblák az előlap vastagságában helyezkednek el, amelynek doboz alakú része van.
Az erősítő kialakításának kidolgozásakor nagy figyelmet fordítottak a kialakítás gyárthatóságára és bármely csomóponthoz való könnyű hozzáférésre. További részletek az erősítő elrendezéséről a 2. ábrán találhatók. 15 és 18:
Rizs. 15. Összeszerelt erősítő csomópontok elrendezése.
Az erősítőház alapja az alumínium ötvözet alváz D16T 4 mm vastag (4 a 18. ábrán). Az alvázhoz rögzítve radiátorok(18. ábrán 1), amelyek alumíniumlemezből vagy öntvényből vannak marva. A radiátorok szükséges területe erősen függ az erősítő működési körülményeitől, de nem lehet kisebb 2000 cm 2 -nél. Az erősítőlapokhoz való hozzáférés megkönnyítése érdekében a hűtőbordákat zsanérokkal rögzítik a házhoz (10. ábra a 18. ábrán), ami lehetővé teszi a hűtőbordák kibillentését. Annak érdekében, hogy ne zavarja a bemeneti és kimeneti csatlakozók vezetékeit, hátsó panel három részre osztva (4. ábra). A középső rész egy konzollal van rögzítve az alvázon, a két oldalsó rész pedig a radiátorokon. A panel oldalain csatlakozók vannak felszerelve, amelyek a hűtőbordákkal együtt kihajthatók. Így a radiátor szerelvény egy monofonikus PA, amelyet csak tápvezetékek és lapos vezérlőkábel csatlakoztatnak. ábrán. 18. ábra, az érthetőség kedvéért a radiátorok csak részben vannak visszahajtva, és a hátsó panel nincs szétszerelve.
Fő erősítő lapok szintén csuklópántokkal vannak a hűtőbordákhoz rögzítve (12 a 18. ábrán), ami lehetővé teszi azok visszahajtását, hogy hozzáférjenek a forrasztási oldalhoz. A tábla forgástengelye a kimeneti tranzisztorok vezetékeinek csatlakoztatására szolgáló furatok vonalán fut. Ez lehetővé tette, hogy ezeknek a vezetékeknek a hossza gyakorlatilag ne növekedjen, ugyanakkor a tábla megdönthető legyen. A táblák felső rögzítési pontjai közönséges menetes állványok, amelyek magassága 15 mm. A bal és jobb csatorna egyoldalas főtábláinak elrendezése elkészült tükör(16. ábra), amely lehetővé tette a kapcsolatok optimalizálását. Természetesen a topológia tükrözése nem teljes, mivel olyan elemeket használnak, amelyeket nem lehet egyszerűen tükrözni (mikroáramkörök és relék). Az ábra hozzávetőleges képet ad a táblák topológiájáról, az összes tábla topológiája elérhető az archívumban (lásd a Letöltés részt) PCAD 4.5 formátumú fájlként.
szélesség=710>
A kép nem fér el az oldalra, ezért tömörített!
A teljes megtekintéséhez kattintson a gombra.
Rizs. 16. Az erősítő alaplapjainak bekötése.
Mindegyik 1 radiátor (17. ábra) sima 2 felülettel rendelkezik, amelyet feketítés után megmunkálnak. Kilenc tranzisztor 4 van rászerelve kerámia tömítéseken keresztül 2.
Rizs. 17. Radiátorok kialakítása:
Tanulmányok kimutatták, hogy a csillám, és még inkább a modern rugalmas tömítések nem rendelkeznek megfelelő hővezető képességgel. A legjobb anyag a tömítések szigetelésére a BeO alapú kerámia. A műanyag tokban lévő tranzisztorok esetében azonban szinte soha nem találhatók ilyen tömítések. Elég jó eredmények sikerült előállítani hibrid mikroáramkörök hordozóiból tömítések készítésével. Ez a kerámia Rózsaszín színű(sajnos az anyag nem pontosan ismert, nagy valószínűséggel valami Al 2 O 3 alapú). A különböző tömítések hővezető képességének összehasonlítására egy állványt állítottak össze, amelyben két egyforma tranzisztort rögzítettek a TO-220 csomagban lévő radiátorra: az egyiket közvetlenül, a másikat a teszttömítésen keresztül. Az alapáram mindkét tranzisztornál azonos volt. A padon lévő tranzisztor körülbelül 20 W-ot disszipált, míg a másik tranzisztor nem osztotta el a teljesítményt (nem volt feszültség a kollektorra). Megmértük két tranzisztor B-E csökkenése közötti különbséget, és ebből a különbségből számítottuk ki a csatlakozási hőmérsékletek különbségét. Minden tömítéshez hőpasztát használtak, enélkül az eredmény rosszabb és instabil volt. Az összehasonlító eredményeket a táblázat tartalmazza:
A kimeneti tranzisztorokat 5-ös betétekkel préselik, a többi tranzisztort csavarokkal rögzítik. Ez nem túl kényelmes, hiszen kerámia tömítések fúrására van szükség, amit csak gyémántfúrók segítségével lehet elvégezni, és akkor is nagy nehézségek árán.
A tranzisztorok mellé egy 9-es hőmérő van beépítve, a tapasztalatok szerint a DS1820 hőmérők rögzítésekor nem lehet nagy nyomást kifejteni a házukon, ellenkező esetben a leolvasott értékek torzulnak, és nagyon jelentősen (jobb, ha a hőmérőket olyan ragasztóval ragasztjuk, magas hővezető képességgel rendelkezik).
A radiátoron lévő tranzisztorok alá van rögzítve a 6-os tábla, melynek hátoldalán nincsenek vezetők, így közvetlenül a radiátor felületére szerelhető. Az összes tranzisztor kimenete a tábla felső oldalán lévő betétekre van forrasztva. A tábla és az alaplap csatlakozásai rövid vezetékekkel készülnek, amelyeket üreges szegecsekbe forrasztanak 7. Hogy a szegecsek ne zárjanak rövidre a radiátorba, egy 8 mélyedést készítenek benne.
Alapvető toroid transzformátorok(7 a 18. ábrán) rugalmas párnákon keresztül egymásra vannak szerelve. A transzformátorok más berendezésekkel (például kazettás fedéllel) okozott interferencia csökkentése érdekében javasolt a transzformátorokat legalább 1,5 mm vastag, lágyított acélból készült árnyékolóba helyezni. A képernyő egy acélhenger és két fedél, amelyeket egy tűvel húznak össze. A rövidre zárt tekercs megjelenésének elkerülése érdekében a felső fedél dielektromos hüvelyrel rendelkezik. Ha azonban a PA-t nagy átlagos teljesítménnyel kell működtetni, akkor szellőzőnyílásokat kell kialakítani a képernyőn, vagy a képernyőt teljesen elhagyni. Úgy tűnik, hogy a transzformátorok szivárgási mezőinek kölcsönös kompenzálásához elegendő egyszerűen bekapcsolni a primer tekercseket antifázisban. De a gyakorlatban ez az intézkedés nagyon hatástalan. A toroid transzformátor szórt mezőjének látszólagos axiális szimmetriája nagyon összetett térbeli eloszlású. Ezért az egyik primer tekercs polaritásváltása a tér egyik pontján a szórt tér gyengüléséhez, míg a másikban növekedéséhez vezet. Ezenkívül a szórt mező konfigurációja jelentősen függ a transzformátor terhelésétől.
Rizs. 18. Az erősítő fő alkatrészei:
| 1 - radiátorok | 12 - tábla rögzítő hurok |
| 2 - fő erősítő kártyák | 13 - tábla szerelőállvány |
| 3 - platform a radiátoron a tranzisztorok felszereléséhez | 14 - vezérlőkábel csatlakozója (a processzorlapról) |
| 4 - hordozólemez | 15 - huzal a kimenetről ext. egyenirányító |
| 5 - az előlap tartólemeze | 16 - terhelési transzformátor a képernyőn |
| 6 - dobozos elülső panel | 17 - készenléti tápegység kártya |
| 7 - fő transzformátorok a képernyőn | 18 - radiátor feszültségstabilizátorok |
| 8 - egyenirányító diódák radiátora | 19 - relédoboz vezérlővezetékei |
| 9 - tápellátás a táblákhoz | 20 - hátsó panel |
| 10 - csuklós radiátorok | 21 - kimeneti kapcsok |
| 11 - radiátor tartókonzol | 22 - bemeneti csatlakozók |
Nagyon szigorú követelmények vonatkoznak az UM teljesítménytranszformátorra. Ez annak a ténynek köszönhető, hogy nagyon nagy szűrőkondenzátorokkal rendelkező egyenirányítóra van terhelve. Ez ahhoz a tényhez vezet, hogy a fogyasztott szekunder tekercselés A transzformátoráram impulzus jellegű, és az impulzusban lévő áram értéke sokszorosa az átlagos áramfelvételnek. Ahhoz, hogy a transzformátor veszteségei alacsonyak legyenek, a tekercseknek nagyon alacsony ellenállásúaknak kell lenniük. Vagyis a transzformátort lényegesen több teljesítményre kell tervezni, mint amennyit átlagosan fogyaszt belőle. A leírt erősítőben két toroid transzformátort használnak, amelyek mindegyike egy 110x60x40 mm-es magra van feltekerve E-380 acélszalagból. Az elsődleges tekercsek 2x440-et tartalmaznak
UMZCH VV mikrokontrolleres vezérlőrendszerrel
Mai megtekintések: 32347, összesen: 32347
Az UMZCH BB-2010 a jól ismert UMZCH BB (high fidelity) erősítők sorozatának új fejlesztése. Számos technikai megoldást Ageev munkája befolyásolt.
Műszaki adatok:
Harmonikus torzítás 20 000 Hz-en: 0,001% (150 W/8 ohm)
-3dB kis jel sávszélesség: 0 – 800000 Hz
Kimeneti feszültség fordulatszáma: 100V/µs
Jel-zaj és jel-háttér arány: 120 dB
Kapcsolási rajz Air Force-2010
A könnyű üzemmódban működő op amp használatának köszönhetően, valamint a csak OK és OB fokozatok használata miatt a feszültségerősítőben, amelyet mély lokális OOS fed, az UMZCH BB erősen lineáris még az általános OOS lefedése előtt is. A legelső, 1985-ös high-fidelity erősítőben olyan megoldásokat alkalmaztak, amelyeket addig csak a méréstechnikában használtak: külön szervizcsomópont támogatja az egyenáramú üzemmódokat, az interfész torzítási szintjének, az AC kapcsolórelé tranziens ellenállásának csökkentésére. Az érintkezőcsoportot közös negatív visszacsatolás fedi le, és egy speciális csomópont hatékonyan kompenzálja az AC kábelek ellenállásának hatását ezekre a torzulásokra. A hagyomány az UMZCH BB-2010-ben megmaradt, azonban az általános környezetvédelem kiterjed a kimeneti aluláteresztő szűrő ellenállására is.
A többi UMZCH, mind a professzionális, mind az amatőr konstrukció túlnyomó többségében ezek közül a megoldások közül sok még mindig hiányzik. Ugyanakkor az UMZCH BB magas műszaki jellemzői és audiofil előnyei egyszerű áramköri megoldásokkal és minimális aktív elemekkel érhetők el. Valójában ez egy viszonylag egyszerű erősítő: egy csatorna lassan pár nap alatt összeállítható, és a beállítás csak a kimeneti tranzisztorok szükséges nyugalmi áramának beállításából áll. Kifejezetten kezdő rádióamatőrök számára fejlesztettek ki egy olyan módszert csomópontonkénti, kaszkád alapú teljesítmény-tesztelésre és beállításra, amellyel még az UMZCH teljes összeszerelése előtt garantálható az esetleges hibák helyének lokalizálása és azok lehetséges következményeinek megelőzése. . Az ezzel vagy hasonló erősítőkkel kapcsolatos összes lehetséges kérdésre részletes magyarázatok találhatók, mind papíron, mind az interneten.
Az erősítő bemenetén 1,6 Hz vágási frekvenciájú R1C1 felüláteresztő szűrő található, 1. ábra. De az üzemmód-stabilizáló eszköz hatékonysága lehetővé teszi, hogy az erősítő akár 400 mV egyenfeszültséget tartalmazó bemeneti jellel is működjön. Ezért ki van zárva a C1, amely megvalósítja a kondenzátorok nélküli út ősi audiofil álmát, és jelentősen javítja az erősítő hangját.
Az R2C2 bemeneti aluláteresztő szűrő C2 kondenzátorának kapacitását úgy kell megválasztani, hogy a bemeneti aluláteresztő szűrő vágási frekvenciája, figyelembe véve az előerősítő 500 Ohm -1 kOhm kimeneti ellenállását, 120 tartományba essen. 200 kHz-re. Az R3R5C3 frekvenciakorrekciós áramkör a DA1 op-amp bemenetén van elhelyezve, ami a feldolgozott harmonikusok és a CUS áramkörön keresztül az UMZCH kimeneti oldaláról érkező interferenciák sávját 215 kHz-es sávra korlátozza -3 szinten. dB és növeli az erősítő stabilitását. Ez az áramkör csökkenti a különbségjelet az áramkör vágási frekvenciája fölé, és így kiküszöböli a feszültségerősítő szükségtelen túlterhelését nagyfrekvenciás interferenciával, zajjal és harmonikusokkal, kiküszöbölve a dinamikus intermodulációs torzítás (TIM; DIM) lehetőségét.
Ezután a jelet egy alacsony zajszintű műveleti erősítő bemenetére tápláljuk, a DA1 bemeneten térhatású tranzisztorokkal. Az UMZCH BB-vel szemben sok "követelést" tesznek az ellenfelek a bemeneti műveleti erősítő használatával kapcsolatban, ami állítólag rontja a hangminőséget és "ellopja a hang virtuális mélységét". Ebben a tekintetben figyelni kell az UMZCH VV operációs rendszer működésének néhány nyilvánvaló jellemzőjére.
Az előerősítők műveleti erősítői, a DAC utáni műveleti erősítők több voltos kimeneti feszültség fejlesztésére kényszerülnek. Mivel az op-erősítő erősítése kicsi, és 500-2000-szeres tartományban van 20 kHz-en, ez azt jelzi, hogy viszonylag nagy jelfeszültség-különbséggel működnek - alacsony frekvenciákon több száz mikrovolttól több millivoltig 20 kHz-en és nagy valószínűséggel intermodulációs torzítások bevezetése az op-erősítő bemeneti fokozata által. Ezeknek a műveleti erősítőknek a kimeneti feszültsége megegyezik az utolsó feszültségerősítő fokozat kimeneti feszültségével, amelyet általában az OE séma szerint készítenek. Egy több voltos kimeneti feszültség jelzi ennek a kaszkádnak a működését meglehetősen nagy bemeneti és kimeneti feszültségekkel, és ennek eredményeként torzításokat vezet be az erősített jelbe. Az op-erősítőt az OOS áramkör ellenállása és a párhuzamosan kapcsolt terhelés terheli, esetenként több kiloohmos terhelésig, ami akár több milliampert is igényel a kimeneti áramerősítő kimeneti követőjétől. Ezért az IC kimeneti követőjének áramában bekövetkező változások, amelyek kimeneti fokozatai legfeljebb 2 mA áramot fogyasztanak, meglehetősen jelentősek, ami azt is jelzi, hogy torzításokat vezetnek be az erősített jelbe. Látjuk, hogy az op-amp bemeneti fokozata, feszültségerősítő fokozata és kimeneti fokozata torzításokat okozhat.
De a nagy pontosságú erősítő áramkör a feszültségerősítő tranzisztoros részének nagy erősítésének és bemeneti ellenállásának köszönhetően nagyon kíméletes működési feltételeket biztosít a DA1 op-amp számára. Ítélje meg maga. Még az UMZCH-ban is, amely 50 V névleges kimeneti feszültséget fejlesztett ki, a műveleti erősítő bemeneti differenciálfokozata 12 μV-tól eltérő feszültségjelekkel működik 500 Hz-től 500 μV-ig 20 kHz-es frekvencián. A térhatású tranzisztorokon készült differenciálfokozat nagy bemeneti túlterhelhetőségének és a differenciáljel csekély feszültségének aránya nagy linearitást biztosít a jelerősítésben. Az op-amp kimeneti feszültsége nem haladja meg a 300 mV-ot. amely a feszültségerősítő fokozat alacsony bemeneti feszültségét jelzi a műveleti erősítő közös emitterével - 60 μV-ig - és működésének lineáris módját. Az op-amp kimeneti fokozata körülbelül 100 kOhm terhelést ad a VT2 alap oldaláról legfeljebb 3 μA váltakozó áramot. Ebből következően az op-amp kimeneti fokozata is rendkívül könnyű üzemmódban, szinte alapjáraton működik. Valódi zenei jelen a feszültségek és áramok legtöbbször egy nagyságrenddel kisebbek a megadott értékeknél.
A különbség és a kimeneti jelek feszültségeinek, valamint a terhelési áramnak az összehasonlításából látható, hogy az UMZCH BB műveleti erősítője általában több százszor könnyebben működik, és ezért lineáris üzemmódban. mint a CD-lejátszók előerősítőinek és utólagos DAC op-erősítőinek op-amp üzemmódja, amelyek jelforrásként szolgálnak az UMZCH-hoz bármilyen mélységű környezetvédelem mellett, akár anélkül is. Következésképpen ugyanaz a műveleti erősítő sokkal kevesebb torzítást okoz az UMZCH BB részeként, mint egyetlen beépülésben.
Időnként felmerül az a vélemény, hogy a kaszkád által okozott torzítások kétértelműen függenek a bemeneti jel feszültségétől. Ez tévedés. A kaszkád nemlinearitása megnyilvánulásának a bemeneti jel feszültségétől való függése engedelmeskedhet egyik vagy másik törvénynek, de mindig egyértelmű: ennek a feszültségnek a növekedése soha nem vezet a bevezetett torzítások csökkenéséhez, hanem csak egy növekedés.
Ismeretes, hogy az adott frekvenciának tulajdonítható torzítási termékek szintje az erre a frekvenciára vonatkozó negatív visszacsatolás mélységével arányosan csökken. Az alapjárati fordulatszám erősítés a visszacsatoló erősítő lefedettségéig alacsony frekvenciákon a bemeneti jel kicsinysége miatt nem mérhető. A számítások szerint a NOS lefedettségig kifejlesztett üresjárati erősítés 104 dB-es OOS mélység elérését teszi lehetővé 500 Hz-ig terjedő frekvencián. A 10 kHz-től kezdődő frekvenciákon végzett mérések azt mutatják, hogy a visszacsatolás mélysége 10 kHz-es frekvencián eléri a 80 dB-t, 20 kHz-es frekvencián - 72 dB, 50 kHz-nél - 62 dB és 40 dB-nél 200 kHz. A 2. ábra az UMZCH BB-2010 amplitúdó-frekvencia karakterisztikáját mutatja, és összehasonlításképpen hasonló bonyolultságú.
Az OOS lefedettsége előtti nagy nyereség a VV erősítők áramköri kialakításának fő jellemzője. Mivel az összes áramköri trükk célja a nagy linearitás és a nagy nyereség elérése a mély visszacsatolás fenntartása érdekében a lehető legszélesebb frekvenciasávban, ez azt jelenti, hogy az erősítő paramétereinek javítására szolgáló áramköri módszereket kimerítik az ilyen struktúrák. A torzítás további csökkentése csak olyan konstruktív intézkedésekkel érhető el, amelyek a kimeneti fokozat harmonikusainak felvételét csökkentik a bemeneti áramkörökön, különösen az invertáló bemeneti áramkörön, amelyből az erősítés maximális.
Az UMZCH BB áramkör másik jellemzője a feszültségerősítő kimeneti fokozatának áramszabályozása. A bemeneti op-amp vezérli a feszültség-áram átalakító fokozatot, amelyet OK és OB jelekkel hajtanak végre, és a vett áramot levonják a fokozat nyugalmi áramából, az OB áramkör szerint.
Az 1 kOhm ellenállású R17 linearizáló ellenállás használata a VT1, VT2 differenciálfokozatban különböző szerkezetű, soros teljesítményű tranzisztorokon megnöveli a DA1 op-amp kimeneti feszültségének a VT2 kollektorárammá való átalakításának linearitását. 40 dB mélységű helyi OOS létrehozása. Ez látható a VT1, VT2 emitterek belső ellenállásainak összegének összehasonlításából - egyenként kb. 5 ohm - az R17 ellenállással, vagy a VT1, VT2 hőfeszültségek összegével - kb. 50 mV - feszültségeséssel. az R17 ellenálláson keresztül, amely 5,2 - 5,6 V .
A vizsgált áramkör szerint épített erősítők éles, 40 dB dekádonkénti frekvenciájúak, 13 ... 16 kHz frekvencia feletti erősítési csillapítás. A hibajel, amely egy torzítási termék, 20 kHz feletti frekvenciákon két-három nagyságrenddel kisebb, mint a hasznos audiojel. Ez lehetővé teszi a VT1, VT2 differenciálfokozat ezen frekvenciákon túlzó linearitását az UN tranzisztoros részének erősítésének növelésére konvertálni. A VT1, VT2 differenciálfokozat áramának enyhe változása miatt gyenge jelek erősítésekor annak linearitása nem romlik jelentősen a lokális OOS mélységének csökkenésével, de a DA1 op-amp működése, a működési mód, melynek működési módjától függ a teljes erősítő linearitása ezeken a frekvenciákon, az erősítési ráhagyás elősegíti, mivel minden feszültség, A műveleti erősítő által bevitt torzításokat meghatározó torzítások, kezdve a különbségjeltől a kimeneti jel, adott frekvencián az erősítéssel arányosan csökken.
A szimulátorban az R18C13 és R19C16 fáziselőre-korrekciós áramköröket optimalizálták annak érdekében, hogy az op-erősítő feszültségkülönbségét több megahertzes frekvenciára csökkentsék. Az UMZCH BB-2010 erősítését az UMZCH BB-2008-hoz képest több száz kilohertz nagyságrendű frekvencián lehetett növelni. Az erősítés 4 dB 200 kHz-en, 6 dB 300 kHz-en, 8,6 dB 500 kHz-en, 10,5 dB 800 kHz-en, 11 dB 1 MHz-en és 10-12 dB 2 MHz feletti frekvenciákon. Ez látható a szimulációs eredményekből, a 3. ábra, ahol az alsó görbe az UMZCH BB-2008 vezetékkorrekciós áramkör frekvenciamenetére vonatkozik, a felső pedig az UMZCH BB-2010-re.
A VD7 megvédi a VT1 emitter csomópontot az UMZCH kimeneti jel feszültségkorlátozó üzemmódjában a C13, C16 töltőáramok áramlásából eredő fordított feszültségtől és az ebből eredő határfeszültségektől a DA1 op-amp kimenetén nagy változási sebességgel.
A feszültségerősítő kimeneti fokozata VT3 tranzisztoron készül, amely egy közös alapáramkör szerint van csatlakoztatva, amely kizárja a jel behatolását a fokozat kimeneti áramköreiből a bemeneti áramkörökbe, és növeli annak stabilitását. Az OB-val ellátott kaszkád, amely a VT5 tranzisztor áramgenerátorára és a kimeneti fokozat bemeneti impedanciájára van terhelve, nagy stabil erősítést hoz létre - akár 13 000 ... 15 000-szer. Az R24 ellenállás ellenállásának megválasztása az R26 ellenállásának fele garantálja a VT1, VT2 és VT3, VT5 nyugalmi áramok egyenlőségét. Az R24, R26 helyi OOS-t biztosít, amely csökkenti az Earley-effektus hatását - a p21e változását a kollektor feszültségétől függően, és 40 dB-lel, illetve 46 dB-lel növeli az erősítő kezdeti linearitását. Az UN külön feszültséggel való ellátása, amely 15 V-tal magasabb, mint a kimeneti fokozatok feszültsége, lehetővé teszi a VT3, VT5 tranzisztorok kvázi-telítettségének hatásának kiküszöbölését, amely az n21e csökkenésében nyilvánul meg, amikor a kollektor - az alapfeszültség 7 V alá esik.
A háromfokozatú kimeneti követő bipoláris tranzisztorokra van felszerelve, és nem igényel különösebb megjegyzést. Ne próbáljon megküzdeni az entrópiával a kimeneti tranzisztorok nyugalmi áramának megtakarításával. Nem lehet kevesebb, mint 250 mA; a szerző verziójában - 320 mA.
Az AC K1 bekapcsolására szolgáló relé működése előtt az erősítőt OOS1 fedi, az R6R4 osztó bekapcsolásával megvalósítva. Az R6 ellenállás megtartásának pontossága és ezen ellenállások konzisztenciája a különböző csatornákban nem lényeges, de az erősítő stabilitásának fenntartásához fontos, hogy az R6 ellenállás ne legyen sokkal kisebb, mint az R8 és R70 ellenállások összege. A K1 relé működtetésével az OOS1 kikapcsol, és az R8R70C44 és R4 által alkotott OOS2 áramkör működésbe lép, és lefedi a K1.1 érintkezőcsoportot, ahol az R70C44 kizárja az R71L1 R72C47 kimeneti aluláteresztő szűrőt az OOC áramkörből 33 kHz feletti frekvenciák. A frekvenciafüggő OOS R7C10 csökkenést generál az UMZCH frekvenciaválaszában a kimeneti aluláteresztő szűrőhöz 800 kHz-es frekvencián, -3 dB-es szinten, és e frekvencia feletti határt biztosít az OOS mélységében. A 280 kHz-es frekvencia felett, -3 dB-es szinten a váltakozó áramú kivezetéseknél a frekvenciamenet-csillapítást az R7C10 és az R71L1 -R72C47 kimeneti aluláteresztő szűrő együttes hatása biztosítja.
A hangszórók rezonancia tulajdonságai a diffúzor által csillapított hangrezgések kibocsátásához, impulzushatás utáni felhangokhoz és saját feszültség keletkezéséhez vezetnek, amikor a hangszóró tekercsének fordulatai a mágneses rendszer résében keresztezik a mágneses erővonalakat. A csillapítási együttható megmutatja, hogy mekkora a diffúzor rezgésének amplitúdója, és milyen gyorsan csökkennek, amikor a váltakozó áramot generátorként terhelik az UMZCH impedanciájára. Ez az együttható megegyezik a váltakozó áramú ellenállás és az UMZCH kimeneti ellenállásának, az AC kapcsolórelé érintkezőcsoportjának tranziens ellenállásának, a kimeneti LPF induktor tekercsének ellenállásával, általában huzallal feltekercselve. elégtelen átmérőjű, az AC kábelbilincsek tranziens ellenállása és maguknak a váltakozó áramú kábeleknek az ellenállása.
Ezenkívül a hangszórók impedanciája nem lineáris. A váltóáramú kábelek vezetékein áthaladó torz áramok nagyfokú nemlineáris torzítással járó feszültségesést hoznak létre, amelyet szintén levonnak az erősítő torzítatlan kimeneti feszültségéből. Ezért az AC kivezetéseken a jel sokkal torzabb, mint az UMZCH kimenetén. Ezek az úgynevezett interfész torzítások.
Ezen torzítások csökkentése érdekében az erősítő teljes kimeneti impedanciájának összes komponensét kompenzálták. Az UMZCH saját kimeneti ellenállását a relé érintkezőinek érintkezési ellenállásával és a kimeneti aluláteresztő szűrő induktorának vezetékének ellenállásával együtt egy mély általános OOS hatása csökkenti, amely a jobb kimenetről vett L1. Ezen túlmenően, ha az R70 jobb kimenetét a „forró” váltóáramú terminálhoz csatlakoztatja, könnyen kompenzálhatja az AC kábelbilincs tranziens ellenállását és az egyik AC vezeték ellenállását, anélkül, hogy félne attól, hogy a fáziseltolások miatt UMZCH keletkezik. az OOS által lefedett vezetékekben.
Az AC vezeték ellenállás kompenzációs egysége invertáló erősítő formájában készül, Ky = -2-vel a DA2, R10, C4, R11 és R9 műveleti erősítőkön. Ennek az erősítőnek a bemeneti feszültsége a hangszóró "hideg" ("földelés") vezetékének feszültségesése. Mivel ellenállása megegyezik az AC kábel "forró" vezetékének ellenállásával, mindkét vezeték ellenállásának kompenzálásához elegendő a "hideg" vezeték feszültségének megkétszerezése, megfordítása és az R9 ellenálláson keresztül. az OOS áramkör R8 és R70 ellenállásának összegével egyenlő ellenállás vonatkozik a DA1 műveleti erősítő invertáló bemenetére. Ezután az UMZCH kimeneti feszültsége a váltóáramú vezetékeken bekövetkezett feszültségesések összegével nő, ami megegyezik az ellenállásuk csillapítási együtthatóra gyakorolt hatásának és az interfész torzításának szintjével az AC kivezetéseken. A hangszórók hátsó EMF-jének nemlineáris komponense váltakozó áramú vezetékeinek ellenállásának kompenzálására különösen az audiotartomány alacsonyabb frekvenciáin van szükség. A magassugárzó jelfeszültségét a vele sorba kapcsolt ellenállás és kondenzátor korlátozza. Komplex ellenállásuk sokkal nagyobb, mint a váltakozó áramú kábel vezetékeinek ellenállása, így ennek az ellenállásnak a kompenzálása az RF-en értelmetlen. Ennek alapján az R11C4 integráló áramkör 22 kHz-re korlátozza a kompenzátor működési frekvenciasávját.
Különös figyelmet érdemel: az AC kábel "forró" vezetékének ellenállása kompenzálható egy közös OOS lefedésével, ha az R70 jobb kivezetését egy speciális vezetékkel csatlakoztatja a "forró" AC kivezetéshez. Ebben az esetben csak a "hideg" AC vezeték ellenállását kell kompenzálni, és a vezeték ellenállás-kompenzátorának erősítését Ku \u003d -1 értékre kell csökkenteni úgy, hogy az R10 ellenállás ellenállását a az R11 ellenállás ellenállása.
Az áramvédelmi egység megakadályozza a kimeneti tranzisztorok károsodását a terhelés rövidzárlatánál. Az R53 - R56 és R57 - R60 ellenállások áramérzékelőként szolgálnak, ami elég. Az ezeken az ellenállásokon átfolyó erősítő kimeneti árama feszültségesést hoz létre, amely az R41R42 osztóra kerül. A küszöbértéknél nagyobb feszültség nyitja a VT10 tranzisztort, a kollektoráram pedig a VT8 VT8VT9 triggercellát. Ez a cella nyitott tranzisztorokkal állandósult állapotba kerül, és söntöli a HL1VD8 áramkört, nullára csökkentve a zener-diódán áthaladó áramot, és reteszelve a VT3-at. A C21 kisütése kis VT3 alapárammal néhány milliszekundumot vehet igénybe. A triggercella aktiválása után a C23 alsó lapján lévő feszültség, amelyet a HL1 LED feszültsége tölt fel 1,6 V-ra, az UN pozitív tápsínétől -7,2 V szintről -1,2 szintre emelkedik. B1, ennek a kondenzátornak a felső lapján a feszültség szintén 5 V-tal nő. A C21 gyorsan kisüt az R30-ról C23-ra, a VT3 tranzisztor zárva van. Eközben megnyílik a VT6, és az R33-on keresztül az R36 megnyitja a VT7-et. A VT7 söntöli a VD9 zener diódát, kisüti a C22 kondenzátort R31-en keresztül, és kikapcsolja a VT5 tranzisztort. Nem kap előfeszítő feszültséget, a végfok tranzisztorai is le vannak zárva.
A trigger kezdeti állapotának visszaállítása és az UMZCH bekapcsolása az SA1 "védelem visszaállítása" gomb megnyomásával történik. A C27-et a VT9 kollektoráram tölti, és söntöli a VT8 alapáramkört, lezárva a triggercellát. Ha addigra a vészhelyzet megszűnt, és a VT10 reteszelődik, a cella stabilan zárt tranzisztoros állapotba kerül. A VT6, VT7 zárva van, a VT3, VT5 alapokra referenciafeszültség kerül, és az erősítő működési módba lép. Ha a rövidzárlat az UMZCH terhelésben folytatódik, a védelem újra aktiválódik, még akkor is, ha a C27 kondenzátor az SA1-hez van csatlakoztatva. A védelem olyan hatékonyan működik, hogy a korrekció beállítása során a nem invertáló bemenet érintésével az erősítőt többször feszültségmentesítették kis forrasztáshoz. Az így létrejövő öngerjesztés a kimeneti tranzisztorok áramának növekedéséhez vezetett, és a védelem kikapcsolta az erősítőt. Bár ezt a durva módszert általában nem szabad felajánlani, de az áramvédelem miatt nem károsította a kimeneti tranzisztorokat.
A váltakozó áramú kábel ellenállás-kompenzátorának működése
Az UMZCH BB-2008 kompenzátor hatásfokát a régi audiofil módszerrel, füllel teszteltük, a kompenzátor bemenetet a kompenzáló vezeték és az erősítő közös vezetéke között kapcsolva. A hangzás javulása egyértelműen érezhető volt, a leendő tulajdonos pedig nagyon szeretett volna erősítőt szerezni, ezért nem végeztek méréseket a kompenzátor hatásáról. A kábelvágó séma előnyei olyannyira nyilvánvalóak voltak, hogy a kompenzátor + integrátor konfigurációt az összes kifejlesztett erősítőben szabványos szerelvényként alkalmazták.
Elképesztő, hogy mennyi felesleges vita robbant fel az interneten a kábelellenállás-kompenzáció hasznosságáról/haszontalanságáról. Szokás szerint azok, akik különösen ragaszkodtak a nemlineáris jel hallgatásához, bonyolultak és érthetetlenek voltak, ennek költsége borzasztó volt, a telepítés pedig időigényes ©. Még olyan javaslatok is hangzottak el, hogy mivel sok pénzt költenek magára az erősítőre, bűn spórolni a szent dolgokon, de a legjobb, elbűvölő utat kell megtenni, amelyen az egész civilizált emberiség jár, és ... normális, emberit kell venni. © szuper drága nemesfém kábelek. Nagy meglepetésemre olajat öntött a tűzre a nagy tekintélyű szakértők nyilatkozata a kompenzációs egység otthoni haszontalanságáról, beleértve azokat a szakembereket is, akik sikeresen használják ezt az egységet az erősítőkben. Nagyon sajnálatos, hogy sok rádióamatőrtárs bizalmatlan volt az alacsony és közepes frekvenciák hangminőségének kompenzátor beépítésével történő javításáról szóló jelentésekkel kapcsolatban, minden erejével elkerülték az UMZCH működésének javításának egyszerű módját, hanem kirabolták magukat.
Kevés kutatást végeztek az igazság dokumentálására. A GZ-118 generátorból számos frekvenciát tápláltak az UMZCH BB-2010-be a váltakozó áramú rezonancia frekvencia tartományában, a feszültséget S1-117 oszcilloszkóppal szabályozták, a váltakozó áramú kapcsokon a Kr-t pedig az INI C6- mérte. 8, 4. ábra. A huzalellenállás hatékonyságának ellenőrzése Az R1 ellenállást úgy kell felszerelni, hogy elkerüljük a vezérlés és a közös vezetékek közötti váltáskor a kompenzátor bemenetén lévő hangvételeket. A kísérlet során közönséges és nyilvánosan elérhető AC kábeleket használtak, amelyek hossza 3 m, magkeresztmetszete 6 négyzetméter. mm, valamint az Acoustic Kingdomtól származó GIGA FS Il hangszórórendszer 25-22000 Hz-es frekvenciatartományban, 8 ohmos névleges impedanciával és 90 W névleges teljesítménnyel.
Sajnos a C6-8 összetételű harmonikus jelerősítők áramköre nagy kapacitású oxidkondenzátorok használatát teszi lehetővé a környezetvédelmi áramkörökben. Emiatt ezen kondenzátorok alacsony frekvenciájú zaja befolyásolja az eszköz felbontását alacsony frekvenciákon, aminek következtében romlik a felbontása alacsony frekvencián. Ha a GZ-118-ból közvetlenül a C6-8-ból 25 Hz frekvenciájú jel Kr-t mérik, a műszer leolvasása 0,02% körül mozog. Ezt a korlátozást a GZ-118 generátor hornyos szűrővel a kompenzátor hatásfokának mérése esetén nem lehet megkerülni, mert a 2T szűrő hangolási frekvenciáinak számos diszkrét értéke alacsony frekvenciákon 20, 60, 120, 200 Hz értékkel korlátozott, és nem teszi lehetővé Kr mérését a számunkra érdekes frekvenciákon. Ezért vonakodva a 0,02%-os szintet nullának, referenciaként vették fel.
20 Hz-es frekvencián, a váltakozó áramú kapcsokon 3 Vamp feszültséggel, ami 0,56 W kimeneti teljesítménynek felel meg 8 ohmos terhelés mellett, a Kr 0,02% volt bekapcsolt kompenzátor mellett és 0,06% kikapcsolása után. 10 V amperes feszültségnél, ami 6,25 W-os kimeneti teljesítménynek felel meg, a Kr-érték 0,02%, illetve 0,08%, 20 V amper feszültség és 25 W teljesítmény esetén 0,016% és 0,11%. és 30 feszültségen 56 W amplitúdója és teljesítménye - 0,02% és 0,13%.
Ismerve az import berendezések gyártóinak laza hozzáállását a teljesítményre vonatkozó feliratok értékeihez, és emlékezve arra a csodára, hogy a nyugati szabványok átvétele után a 30 W-os mélynyomó teljesítményű akusztikai rendszer átalakult, hosszú ideig. -56 W-nál nagyobb időtartamú teljesítményt nem szolgáltattak a váltakozó áramnak.
25 Hz-es frekvencián 25 W teljesítmény mellett a Kr 0,02% és 0,12% volt a kompenzációs egység be- és kikapcsolása mellett, 56 W-os teljesítménynél pedig 0,02% és 0,15%.
Ezzel egyidejűleg ellenőriztük az általános OOS kimeneti LPF lefedésének szükségességét és hatékonyságát. 25 Hz-es frekvencián, 56 W teljesítménnyel, és sorba kötve a kimeneti RL-RC aluláteresztő szűrő AC kábelének egyik vezetékéhez, hasonlóan a szuperlineáris UMZCH, Kr-be szerelthez, kikapcsolt kompenzátorral eléri a 0,18%-ot. 30 Hz-es frekvencián 56 W Kr teljesítménnyel 0,02% és 0,06% a kompenzációs egységgel be / ki. 35 Hz-es frekvencián 56 W teljesítmény mellett a Kr 0,02% és 0,04% a kompenzációs egység be- és kikapcsolása mellett. 40 és 90 Hz-es frekvenciákon 56 W teljesítmény mellett a Kr 0,02% és 0,04% a kompenzációs egység be- és kikapcsolása mellett, 60 Hz-es frekvencián pedig 0,02% és 0,06%.
A következtetések nyilvánvalóak. A jel nemlineáris torzítása van jelen az AC kapcsokon. A jel linearitásának romlása a váltakozó áramú kapcsokon egyértelműen rögzítésre kerül, egy 70 cm-es viszonylag vékony vezetéket tartalmazó aluláteresztő szűrő kompenzálatlan, fedetlen OOS ellenállásán keresztül. A torzítás mértékének a váltóáramra betáplált teljesítménytől való függése arra utal, hogy ez a jelteljesítmény és az AC mélysugárzók névleges teljesítményének arányától függ. A torzítások a legkifejezettebbek a rezonánshoz közeli frekvenciákon. A hangsugárzók által az audiojel becsapódására válaszul generált hátsó EMF-et az UMZCH kimeneti ellenállásának és az AC kábel vezetékeinek ellenállásának összege söntöli, így a torzítás mértéke az AC terminálokon közvetlenül függ. ezeknek a vezetékeknek az ellenállásáról és az erősítő kimeneti impedanciájáról.
A rosszul csillapított mélysugárzó kúpja maga ad ki felhangokat, ráadásul ez a hangszóró felharmonikusok és intermodulációs torzítási termékek széles végét generálja, amelyet egy középső hangszóró reprodukál. Ez magyarázza a hang romlását közepes frekvenciákon.
Annak ellenére, hogy az IRI tökéletlensége miatt 0,02%-os nulla Kr-szintet feltételezünk, a kábelellenállás-kompenzátornak az AC jeltorzítására gyakorolt hatása egyértelműen és egyértelműen megfigyelhető. Megállapítható, hogy a kompenzációs egység zenei jelen történő működésének meghallgatása és a műszeres mérések eredményei teljes összhangban állnak egymással.
A kábeltisztító bekapcsolásakor jól hallható javulás azzal magyarázható, hogy az AC csatlakozók torzításának megszűnésével a középső hangszóró nem reprodukálja ezt a sok szennyeződést. Nyilván ezért a torzítások visszaadásának csökkentésével vagy kiküszöbölésével egy középfrekvenciás hangszóróval kétkábeles váltakozó áramú csatlakozó áramkör, ún. A "biwiring", amikor az LF és MF-HF összeköttetések különböző kábelekkel vannak összekötve, hangzásbeli előnyt jelent az egykábeles áramkörhöz képest. Mivel azonban egy kétkábeles áramkörben az AC LF szakaszának kivezetésein a torz jel nem tűnik el sehol, ez az áramkör elveszíti a kompenzátoros opciót a kúp szabad rezgésének csillapítási együtthatója tekintetében. az alacsony frekvenciájú hangszóró.
A fizikát nem lehet megtéveszteni, és a tisztességes hangzáshoz nem elég az erősítő kimenetén briliáns teljesítményt elérni aktív terhelés mellett, hanem az is szükséges, hogy ne veszítse el a linearitást, miután a jel a hangszóró terminálokra kerül. Egy jó erősítő részeként feltétlenül szükséges az egyik vagy másik séma szerint készült kompenzátor.
Integrátor
A DA3 integrátor hatékonyságát és hibacsökkentési lehetőségét is teszteltük. A TL071 műveleti erősítővel rendelkező UMZCH BB-ben a kimeneti egyenfeszültség a 6 ... 9 mV tartományban van, és ezt a feszültséget nem lehetett csökkenteni egy további ellenállás beépítésével a nem invertáló bemeneti áramkörbe.
Az egyenáramú bemeneti műveleti erősítőre jellemző alacsony frekvenciájú zaj hatása az R16R13C5C6 frekvenciafüggő áramkörön keresztüli mély visszacsatolás miatt a kimeneti feszültség néhány millivoltos instabilitásában nyilvánul meg, vagy -60 dB a kimeneti feszültséghez képest névleges kimeneti teljesítmény mellett, 1 Hz alatti frekvenciákon, nem reprodukálható hangszórók.
Az interneten megemlítették a VD1 ... VD4 védődiódák alacsony ellenállását, amely állítólag hibát okoz az integrátor működésében az osztó (R16 + R13) / R VD2 | VD4 .. képződése miatt. A védődiódák fordított ellenállásának ellenőrzésére egy áramkört állítottunk össze. 6. Itt az invertáló erősítő áramkör szerint csatlakoztatott DA1 műveleti erősítőt az OOS az R2-n keresztül fedi, kimeneti feszültsége arányos a vizsgált VD2 dióda és az R2 védőellenállás áramkörének áramával együtthatóval. 1 mV / nA, és az R2VD2 áramkör ellenállása 1 mV / 15 GΩ együtthatójú. Az op-amp - előfeszítő feszültség és a bemeneti áram additív hibáinak a dióda szivárgási áramának mérési eredményeire gyakorolt hatásának kiküszöbölése érdekében csak az op-amp kimenetén lévő belső feszültség különbségét kell kiszámítani, a vizsgált dióda nélkül mérve, és az op-amp kimenetén a feszültség a beszerelés után. A gyakorlatban az op-erősítő kimeneti feszültségeinek több millivoltos különbsége a dióda fordított ellenállását tíz-tizenöt gigaohm nagyságrendű nagyságrendű 15 V-os fordított feszültség mellett adja meg. Nyilvánvaló, hogy a szivárgási áram nem fog növekedni. a diódán lévő feszültség több millivoltos szintre történő csökkenésével, ami az integrátor és a kompenzátor op-erősítőjének különbségére jellemző.
De az üvegházban elhelyezett diódákban rejlő fotoelektromos hatás valóban jelentős változáshoz vezet az UMZCH kimeneti feszültségében. 60 W-os izzólámpával 20 cm távolságból megvilágítva az UMZCH kimenetén az állandó feszültség 20 ... 3O mV-ra nőtt. Bár nem valószínű, hogy hasonló szintű megvilágítás figyelhető meg az erősítő házában, egy csepp festék ezekre a diódákra kiküszöbölte az UMZCH módok megvilágítástól való függőségét. A szimulációs eredmények szerint az UMZCH frekvenciaválaszában még 1 millihertzes frekvencia mellett sem figyelhető meg csökkenés. De az R16R13C5C6 időállandót nem szabad csökkenteni. Az integrátor és a kompenzátor kimenetein a váltakozó feszültségek fázisai ellentétesek, és a kondenzátorok kapacitásának vagy az integrátor ellenállásainak ellenállásának csökkenésével a kimeneti feszültség növekedése ronthatja a kompenzációt. az AC kábelek ellenállása.
Erősítő hang összehasonlítása. Az összeszerelt erősítő hangját több külföldi ipari erősítő hangjával hasonlították össze. A forrás a Cambridge Audio CD-lejátszója volt, a "" előerősítőt az UMZCH terminál hangszintjének felépítéséhez és beállításához, a "Sugden A21a" és a NAD C352 szabványos vezérlőket használtak.
Elsőként a legendás, felháborító és rohadt drága angol UMZCH "Sugden A21a" volt, amely az A osztályban működik, 25 watt kimeneti teljesítménnyel. Figyelemre méltó, hogy a VCL-hez mellékelt dokumentációban a britek jónak tartották, ha nem jelzik a nemlineáris torzítás mértékét. Mondjuk ez nem a torzításokról szól, hanem a spiritualitásról. A "Sugden A21a>" elveszett az UMZCH BB-2010-vel szemben, amely a szint és a tisztaság, a magabiztosság és az alacsony frekvenciákon a hang nemessége tekintetében is összehasonlítható erővel rendelkezik. Ez nem meglepő, tekintve az áramkör jellemzőit: mindössze egy kétfokozatú kváziszimmetrikus kimeneti követő az azonos szerkezetű tranzisztorokon, a múlt század 70-es évek áramkörei szerint összeszerelve, viszonylag nagy kimeneti impedanciával és elektrolittal. a kimeneten bekapcsolt kondenzátor, ami tovább növeli a teljes kimeneti ellenállást - ez az utolsó, amelyik maga a megoldás rontja az erősítők hangját alacsony és közepes frekvencián. Közepes és magas frekvenciákon az UMZCH BB nagyobb részletgazdagságot, átláthatóságot és kiváló színpadi kidolgozást mutatott, amikor az énekesek és a hangszerek hangzásban egyértelműen lokalizálhatók. Egyébként, ha már az objektív mérési adatok és a hangról alkotott szubjektív benyomások korrelációjáról beszélünk: Sugden versenytársai egyik magazincikkében a Kr-értékét 0,03%-os szinten határozták meg 10 kHz-es frekvencián.
A következő szintén az angol NAD С352 erősítő volt. Az általános benyomás ugyanaz volt: az angol kifejezett "vödör" hangja alacsony frekvenciákon nem hagyott esélyt, míg az UMZCH BB munkáját kifogástalannak ismerték el. Ellentétben a NADA-val, amelynek hangja vastag bokrokhoz, gyapjúhoz, vattához társult, a BB-2010 közepes és magas frekvenciájú hangja lehetővé tette az általános kórus előadóinak és a zenekari hangszereknek a hangjának egyértelmű megkülönböztetését. A NAD C352 munkájában egyértelműen kifejeződött a hangosabb előadó, a hangosabb hangszer jobb hallhatóságának hatása. Ahogy maga az erősítő tulajdonosa fogalmazott, az UMZCH BB hangjában az énekesek nem „kiabálták-bólogatták” egymást, és a hegedű sem gitárral, sem trombitával harcolt a hang erejében, hanem az összes a hangszerek békésen és harmonikusan „barátkoztak” a dallam összhangképében. Magas frekvenciákon az UMZCH BB-2010 az figuratív audiofilek szerint úgy hangzik, mintha egy vékony, vékony ecsettel hangot rajzolna. Ezek a hatások az erősítők intermodulációs torzításának különbségére vezethetők vissza.
Az UMZCH Rotel RB 981 hangja hasonló volt a NAD C352 hangzásához, kivéve a jobb teljesítményt alacsony frekvenciákon, de az UMZCH BB-2010 kimaradt a versenyből az alacsony frekvenciákon történő AC vezérlés tisztaságában is. mint az átlátszóság, a hang finomsága közepes és magas frekvencián.
Az audiofilek gondolkodásmódjának megértése szempontjából a legérdekesebb az az általános vélemény volt, hogy a három UMZCH feletti fölény ellenére „meleget” hoznak a hangzásba, ami kellemesebbé teszi, az UMZCH BB pedig simán működik, „semleges a hangra.”
A japán Dual CV1460 mindenki számára a legkézenfekvőbb módon a bekapcsolás után azonnal elveszett a hangjában, és nem vesztegették az időt a részletes meghallgatásra. A Kr értéke a 0,04 ... 0,07% tartományban volt kis teljesítményen.
Az erősítők általános összehasonlításából származó fő benyomások teljesen azonosak voltak: az UMZCH BB hangzásban feltétel nélkül és egyértelműen megelőzte őket. Ezért további vizsgálatokat szükségtelennek tartottak. Ennek eredményeként a barátság győzött, mindenki megkapta, amit akart: egy meleg, őszinte hangzásért - Sugden, NAD és Rotel, és hallani, amit a lemezre rögzített a rendező - UMZCH BB-2010.
Én személy szerint szeretem a high-fidelity UMZCH-t, könnyű, tiszta, kifogástalan, nemes hangzással, könnyedén reprodukál bármilyen bonyolultságú szövegrészletet. Ahogy a nagy tapasztalattal rendelkező audiofil barátom fogalmazott, alacsony frekvencián opciók nélkül dolgozza ki a dobfelszerelések hangjait, akár egy prés, közepes frekvencián úgy szól, mintha nem is létezne, magas frekvenciákon pedig úgy tűnik, vékony ecsettel fesse le a hangot. Számomra az UMZCH BB nem irritáló hangzása a kaszkádok könnyű kezelhetőségével társul.